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作为高速模数转换器技术 改善，因此需要解决非常高的中间 在高速下准确频率 （IF）。这构成了两个 挑战：转换器设计本身和前端 将信号内容耦合到转换器的设计。甚至 如果转换器本身的性能非常好，则前面 端也必须能够保持信号质量。高 频率、高速转换器设计存在于许多 当今的应用，包括雷达、无线基础设施和 仪器突破了这些界限。这些 应用需要使用高速 GSPS （每秒千兆采样）转换器，分辨率为 8 位 到 14 位;但请记住，有许多参数 需要满足才能满足您的“匹配” 特定应用。
宽带，如本文所定义，是使用信号 带宽大于 +100 MHz，范围为 1 GHz 至 4 GHz 频率。在本文中，什么定义了 将讨论宽带无源网络，以及 选择时重要的规格 变压器或巴伦以及电流配置 将突出显示今天使用的拓扑。最后 将揭示考虑因素和优化技术 为了帮助读者实现可行的宽带 与参数匹配的千兆赫区域中的解决方案 的特定应用程序。
奠定基础
自然而然地倾向于GSPS转换器的应用 如雷达、仪器仪表和通信 观察，因为这些提供了更宽的频谱 或奈奎斯特乐队。然而，更宽的频谱 对前端设计提出了更多挑战。只 因为您购买了具有 1 GHz 奈奎斯特的转换器 乐队，这仍然意味着您必须包装正确的组件 在它周围并密切注意电路的 结构，即前端。当 应用需要+1GHz超奈奎斯特采样，其中 光谱信息必须在第二、第三、 或第四奈奎斯特区。
带宽快速说明
首先，应该讨论一些关于带宽的注意事项。保持 请注意，转换器的全功率带宽不同 从转换器“可用”或“采样”带宽。全功率 带宽是转换器需要的带宽 准确采集信号，并为内部前端 妥善安顿。选择一个 IF 并在 OUT 中使用转换器 此区域不是一个好主意，因为性能结果将 系统中根据额定分辨率和 转换器数据手册中说明的性能——完整的 电源带宽×比 转换器本身的采样带宽。设计是 稳定在样本带宽附近。所有设计都应避免 使用部分或全部最高频率部分 额定全功率带宽;通过这样做，预计会降低 动态性能 （SNR/SFDR）。要确定 高速模数转换器的采样带宽 转换器，请参阅数据手册或应用支持，如 有时这不是特别给出的。通常，数据表 已指定甚至列出生产测试频率 保证在转换器的 样本带宽;但是，关于这些的更好解释 行业带宽条款需要指定，并且 定义。
巴伦特性和不平衡
曾经的应用带宽和高速模数 转换器已知，选择前端拓扑： 放大器（有源）或变压器（无源）。权衡取舍 两者之间很长，取决于应用程序。为 有关此主题的更多信息，请参阅 参考资料 3.从现在开始，本文的基础将 专注于变压器/巴伦耦合前端 设计。术语“巴伦”将用于以下上下文： 指变压器或巴伦。即使有 两者在结构和 拓扑，假设无源设备用于 耦合并构建前端，转换传入的前端 感兴趣的IF，从单端信号到差分信号。
巴伦具有与放大器不同的特性， 选择设备时应考虑。电压 增益、阻抗比、带宽和插入损耗， 幅度和相位不平衡以及回波损耗是其中的一些 这些不同的特征。其他要求可能 包括额定功率、配置类型（如巴伦或变压器）和中心抽头选项。使用巴伦进行设计 并不总是直截了当的。例如，巴伦 特性随频率变化，从而使 期望。一些巴伦对接地、布局、 和中心丝锥联轴器。明智的做法是不要完全期望数据 巴伦的片是选择它的唯一依据。 经验可以在这里发挥巨大作用，因为巴伦承担了 PCB寄生效应、外部匹配网络、 以及转换器的内部采样和保持电路（即 负载）也成为等式的一部分。 选择巴伦的重要特征是 总结如下作为指导：
理想情况下，信号增益等于 变压器。尽管巴伦内的电压增益 固有无噪声，使用具有电压增益的巴伦可以 获取信号噪声。也可能有一个重大的权衡 在带宽上。巴伦应该简单地视为 具有标称增益的宽带通带滤波器。因此， 典型趋势是巴伦中的信号增益越大越少 带宽。巴伦的电压增益可以高度可变， 允许更显着的纹波和滚降 在不需要时获得。找到 1：4 的阻抗比 变压器具有良好的千兆赫兹性能是困难的 今天。综上所述，用户要警惕;使用1：4，1：8的想法， 和 1：16 阻抗比巴伦以改进或优化 最终信号链级内的噪声系数应该很好 在实验室中经过深思熟虑并验证。由于带宽选项 变得有限，以及性能，权衡是 显著，迫使性能不比 设计时的 1：1 或 1：2 阻抗比设计 千兆赫兹区域。
巴伦的插入损耗只是对 指定的频率范围，是最常见的 测量规格可在任何巴伦数据表中找到。 在电路中实现时，这肯定会改变。 通常，您可以期望频率范围的一半 在数据手册中指定。有些比这更糟糕， 取决于巴伦的拓扑结构和对负载的敏感性 寄生效应;即电容。这可能是最 误解了关于巴伦的参数，因为它们是 在理想阻抗下进行优化，无负载寄生效应 情况;即它们的特点是网络分析仪。
回波损耗是有效巴伦的失配 次级端接的阻抗，如 主要。例如，如果次级比率的平方 初级匝数为 4：1，预计阻抗为 50 Ω 当次节点 终止 200 Ω。但是，这种关系不是 精确：初级端的反射阻抗随 频率，如以下示例所示。
首先，找到指定中心频率处的回波损耗 对于设计。在本例中，使用 110 MHz。佐被发现 不是理想变压器假设的50 Ω。是的 更低，如公式3所示。
接下来，将公式3中的初级Zo与公式<>中的主Zo进行比值 次级理想阻抗。对主数据库执行相同的操作 理想并求解真正的次级阻抗。
因此，这个例子证明的是 251 Ω差分 次端应存在终止以反映 主节点上的负载为 50 Ω。否则，在前面的阶段 信号链最终驱动更重的负载（~40 Ω）。这 在前一阶段导致更多收益;更多增益和 错误表示的负载条件会导致更多的失真 高速转换器将“看到”并因此限制 系统的动态范围。一般来说，作为阻抗比 上升，回波损耗的可变性也上升。保留这个 在设计带有巴伦的“匹配”前端时牢记。
幅度不平衡和相位不平衡最多 考虑 巴伦。这些参数很好地衡量了如何 每个单端信号都偏离理想值;等于 幅度和 180° 异相。这两个规格 让设计人员了解信号线性度有多大 当设计需要时交付给转换器 高（+1000 MHz）中频频率。一般来说，他们越多 偏差，性能下降越严重。坚持 那些发布此信息的变压器或巴伦 首先是数据手册。如果信息不存在 数据表，这可能是这不是一个好的原因 这种高频应用的选择。记住：作为 频率增加，巴伦的非线性也增加 增加，通常由相位不平衡主导，这 转化为更糟糕的偶数阶失真（主要是第 2 次 谐波或H2），如高速转换器所见。甚至 三度相位不平衡会导致显著的 无杂散动态范围内的性能下降 或 SFDR。不要很快责怪转换器，看看 如果预期数据表杂散 很远，尤其是H2。
有一些解决方案可以对抗二次谐波 在较高频率下使用巴伦时失真;为 例如，尝试在 层叠时尚。两个，如图 2 所示，以及一些 在这种情况下，可以使用三个巴伦来帮助转换单端 信号到差分充分跨越高电平 频率。缺点是空间、成本和插入损耗。 另一个建议是尝试不同的巴伦。更好的单身 解决方案巴伦就在那里;比如阿纳伦· Hyperlabs，Marki微波，迷你电路和 皮秒，仅举几例。这些具有专利设计 使用特殊拓扑，允许扩展带宽 千兆赫兹区域，提供高水平的平衡，同时 仅使用单个设备，在某些情况下更小 比常用的标准铁氧体封装 今天®
图1.双巴伦/变压器拓扑结构。
请记住，并非所有巴伦都以相同的方式指定 制造商和明显相似的巴伦 规格在相同情况下的性能可能不同。 为设计选择巴伦的最佳方法是收集和 了解正在考虑的所有巴伦的规格，以及 请求制造商数据中未注明的任何关键数据项 床单。或者，或者另外，它可能有用 使用网络分析仪或 系统主板前面的高速模数 转炉。
关于使用单巴伦或多巴伦的最后一点说明 拓扑：布局在相位中起着同样重要的作用 不平衡也是如此。保持更高的性能优化 频率意味着保持布局的对称性 可能。否则，跟踪中的轻微不匹配 使用巴伦的前端设计可以被证明是无用的（即 动态范围限制）。
前端匹配
首先，“匹配”这个词是一个应该使用的术语 明智。几乎不可能在每个前端都匹配 目前使用100 MSPS转换器的频率，更不用说超过一个 100 MHz 频段。术语匹配应定位为 在给定前端的情况下产生最佳结果的平均优化 设计。这将是一个包罗万象的术语，其中 阻抗、交流性能、信号驱动强度和 带宽及其通带平坦度产生最佳结果 对于该特定应用程序。
这意味着每个参数都应该有一个特定的权重 每个应用程序的重要性。在某些情况下，对于 例如，带宽可能是最重要的规范和 因此，如果出现以下情况，则允许其他参数受到一些影响 可以实现适量的带宽。在图 2 中， 图中显示了 GSPS 转换器的输入网络。每 网络中的电阻器就像一个变量，但是每个 这些电阻值是可变的，以产生基本相同的电阻值 输入阻抗性能参数将随 如表1所示。
图2.通用前端网络。
| 性能规格 | 情况 1 - R1 =25 Ω，R2=33 Ω，R3=33 Ω | 情况 2—R1=25 Ω，R2=33 Ω，R3=10 Ω | 情况 3—R1=10 Ω，R2=68 Ω，R3=33 Ω |
| 带宽 （–3 dB） | 3169兆赫 | 3169兆赫 | 1996兆赫 |
| 通带平坦度（2 GHz纹波） | 2.34分贝 | 2.01分贝 | 3.07分贝 |
| 信噪比 @ 1000 兆赫 | 58.3分贝 | 58.0分贝 | 58.2分贝 |
| SFDR @ 1000 MHz | 74.5分贝 | 74.0分贝 | 77.5分贝 |
| H2/H3 @ 1000兆赫 | –74.5 分贝/–83.1 分贝 | –77.0 分贝/–74.0 分贝 | –77.5 分贝/–85.6 分贝 |
| 输入阻抗 @ 500 MHz | 46 Ω | 45.5 Ω | 44.4 Ω |
| 输入驱动器 @ 500 MHz | 15.0分贝 | 12.6分贝 | 10.7分贝 |
本质上，阻抗匹配网络大致为 相同，但这三个示例之间产生了结果 在所需的测量参数中是不同的 设计前端网络。这里的比赛是最好的 所有涉及的参数的结果，在本例中超过 需要 2.5 GHz 的带宽。这缩小了选择范围 向下到案例 1 和案例 2，如图 3 所示。
图3.带宽匹配。
在案例 1 和案例 2 之间进一步看，很容易 看到案例 2 更可取，原因有二。 第一，通带平坦度在 2 GHz 区域;二、输入驱动小于2 dBm 案例 3.这进一步减少了对RF增益的限制 向上信号链以实现满量程的高电平 巴伦初级速度转换器。案例 1 似乎 成为此示例中的最佳匹配项。
总结
从理论上讲，GSPS转换器易于使用 采样更宽的带宽以覆盖多个频段 关注或缓解前端RF条上的混音下降阶段; 但是，在 1 GHz 范围内实现带宽可能会带来 设计高性能转换器前端的挑战 网络。请记住指定 巴伦，其中相位不平衡将变得很重要 高速模数转换器了解的内容 例如，作为最佳二阶线性度。即使当 选择巴伦，不要通过使用而丢弃其性能 布局技术不佳，警惕匹配网络 适当地。请记住，有许多参数需要 满足以满足您的特定匹配 应用
审核编辑：郭婷
工商网监
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