基于DGS结构的超宽带高通滤波器设计

　　对于微波集成电路来说，微波高通滤波器一般有两大类设计方法，第一类是用集中或半集中的元件实现，高通滤波器的衰减特性由相应的低通原型的衰减特性经过适当的变换得出。经过变换之后，低通原型电路就成为由串联电容和并联电感构成的集中元件高通滤波器。在微波集成电路中，可以用交指电容器或薄膜电容器去实现集中串联的电容，用并联的短路短截线或平面螺旋电感去实现集中的并联电感，它的优点是结构简单，尺寸较小。但是，在集中参数电路中，这些电感必须靠得很近，这就不可避免地要产生杂散耦合，因此集中元件的高通滤波器很难在微波集成电路中实现。构成高通滤波器的第二类方法是用分布参数来实现，由于传输线所固有的多重谐振特性，它必然存在寄生通频带，并只能构成带通特性。这种方法实质上是用宽带带通滤波器去充任高通滤波器，即赝高通滤波器。但是对于超宽带的高通滤波器，这种方法一般结构比较复杂，对工艺要求很高。

　　本文主要针对第二类方法，利用DGS结构来设计结构简单，尺寸较小的超宽带微波高通滤波器。

　　1 DGS结构简介

　　1987年Yablonovitch E和John S提出周期光子带隙结构(即PBG)。它在接地板上腐蚀出由一定几何图形的单元组成的周期性阵列结构，用以改变衬底的有效介电常数分布，从而改变了传输线的分布参数模型，在一定频段内传播模式也随之改变，从而具有带隙特性。PBG开创了在介质板表面和接地板上同时兼顾的设计概念，合理地开发接地板，极大提高了设计灵活性。但是，由于PBG结构模型较复杂，参数也较繁杂，

　　所以在实践应用上受到了一定限制。

　　1999年，韩国学者Jong-Im Park，Chul-Soo Kim等人提出一种哑铃型缺陷地面结构(即DGS)，如图1所示，LC电路如图2所示。

　　

　　它主要也是在微带，共面波导等传输线的接地板上腐蚀出具有一定几何图形的单元，但DGS可以是周期或非周期的，即一个DGS单元就可以在某频点上谐振，具有较好的带隙特性，且等效电路提取也相对容易。

　　正是由于DGS具有许多独特的性能，例如单极点低通特性，慢波效应，具有较高特征阻抗等，使得对DGS的研究成为微波电路设计中一个新的研究热点。近年来对DGS结构的研究层出不穷，在应用方面主要是设计简单小型化的滤波器，加入DGS改善器件的电器性能，提高天线性能，抑制谐波，减小电路尺寸等。

　　2 DGS结构对耦合线的影响

　　两根微带线相互隔开距离D，平行排列构成耦合微带双线。为简化问题，令两条微带线具有相同参量，具有相同的长度L，宽度W。如图3所示。

　　

　　由于在1，4端口上的任意一对输入电压U1，U3总可以分解为偶对称激励和奇对称激励，使U1等于两分量之和，U3等于两分量之差。将耦合微带线分成奇模和偶模的工作状态后，再分别求得奇偶模参量及它们与耦合参量间的关系。

　　从定向耦合器的角度来看，2端口为直通端口，3端口为耦合输出，4端口为隔离端口。

　　

　　关于耦合线理论本文不再赘述，这里仅就耦合的方向性给出定性的解释，如图4所示。当导线1，2中有交变电流i1流过时，3，4线存在耦合过来的能量，此能量既通过电场(以耦合电容表示)又通过磁场(以耦合电感表示)耦合过来。通过Cm的耦合，在传输线3，4中引起的电流为ic3，及ic4同时由于i1的交变磁场的作用，在3，4上感应有电流iL。根据电磁感应定律，感应电流iL的方向与i1的方向相反。若能量由1端口输入，ic3与iL方向相同，所以3端口为耦合输出。在4端口因为电耦合电流iC4与磁耦合电流iL的作用相反而能量互相抵消，即4端口为隔离端口。

　　对于均匀介质传输TEM波而言，奇模，偶模相速相等，而对于介质非均匀的实际微带线情况，由于介质基片对奇偶模的电场分布具有不同的影响，使奇偶模两种情况的有效介电常数或相速不等，严格地说，不能搬用由均匀介质情况推出的结论，但是在工程实际中，在有效介电常数取两者平均值后，仍可近似地采用均匀介质的有关结论。

　　利用三维电磁仿真软件Ansoft HFSS建立耦合双线模型，如图5所示。其中，D=1 mm，W=1 mm，L=20 mm，基板h=0.254 mm，εr=2.2。

　　

　　其S参数仿真结果如图6所示。

　　当间隔距离D=1mm时，3端口的耦合输出在DC～15 GHz范围内不大于-20 dB。要增加两条微带线的耦合度，一般要求减小间隔距离D。但是要达到紧耦合，对加工工艺的要求将会非常高。

　　在耦合微带线下方加载DGS结构，通过改变耦合微带线介质的有效介电常数的分布，从而在微带下方缺陷地面的“槽”将能量耦合过去。加DGS结构的耦合双线如图7所示，HFSS模型如图8所示。

　　

　　

　　其S13与S14参数仿真结果如图9，图10所示。

　　由仿真结果可以看出，加载DGS结构后，3，4端口的输出在2～15 GHz范围内都大于-20 dB，在不改变间隔距离D的情况下，S13平均提高约20 dB。同时注意到S14与S13参数曲线在整个DC～15 GHz频段内几乎一样，即由1，2端口间耦合过来的能量在3，4端口平均分配，即4端口不再是隔离端口，没有方向性了。

　　此时，微带传播不是TEM波，在加载DGS结构处甚至不是准TEM波。按照左手理论，在DGS结构处的等效介电常数为负值。因此，由于加载DGS结构导致整个介质基板的有效介电常数的分布极不均匀，很难再套用由均匀介质情况推出的奇偶模分析法的结论和公式。可以近似地把DGS结构看作是在接地板上腐蚀出的“槽线”，“槽”与一条微带线正交耦合，能量通过“槽线”后再耦合到另一条微带线上，在耦合处向微带两侧平均传播能量，即此时还存在两条微带线间通过空间的电磁耦合，但是很微弱，“槽”耦合占主导地位。

　　3 基于DGS的高通滤波器设计

　　从微带线的不均匀性角度出发，两条耦合微带的1，3端口本身就具有高通特性，如图6所示的S13，但是由于耦合过于微弱，从而无法形成高通滤波器的通带。

　　基于前面对于加载DGS结构对耦合线的影响，联想到可以通过加强两微带间的耦合从而使S13形成高通响应，如图11所示。

　　

　　建立HFSS模型如图12所示。S21参数仿真结果如图13所示，其等效电路如图14所示。

　　

　　

　　由图13(a)可以看出长度L影响该高通结构的截止频率f0，L与f0成反比，L越长，f0越低，且L近似等于1/4截止波长。由图13(b)可以看出d主要影响高通结构的纹波和矩形系数。d越大，阻带响应越陡，通带内纹波越大。同时，对截止频率有微调作用，但影响不如对纹波和距形系数的影响显著。由图13(c)可以看出W0主要影响该高通结构的插入损耗，W0越大，即“槽”越宽，插入损耗越大。

　　4 测量

　　使用RT/duroid 5880(基底介电常数εr=2.2，介质厚度h=O.508 mm，铜箔厚度T=O.018 mm)材料制作如图15所示，截止频率为7.5 GHz的O～15 GHz超宽带高通滤波器，其中L=7.8 mm，2d=2 mm，W0=O.5 mm。使用Agilent N5244A矢量网络分析仪测量结果如图16所示。仿真结果与试验结果基本一致，验证了基于DGS结构的高通滤波器设计的可行性。

　　

　　5 结语

　　传统超宽带高通滤波器结构较为复杂，对工艺要求较高，且较难实现小型化，利用DGS结构对耦合微带线的影响，提出结构简单，易实现小型化的超宽带高通滤波器，测量结果表明，该结构在O～15 GHz内具有较好的高通滤波特性，在微波混合集成电路，低温共烧陶瓷(LTCC)电路，多芯片组件(MCM)等领域具有广泛应用前景。