功率MOSFET安全工作区SOA曲线概念分析

1 引言

现代功率MOSFETs的发展趋势是向着更高开关频率和更低导通电阻发展，因此现代的功率MOSFETs相较于10年前的功率MOSFETs，为满足更低导通电阻要求，硅基die的面积越来越小，随之而来的问题是处理跟RDS(on)相关问题的能力减弱，比如MOSFETs工作在线性工作模式时，同时承受高电压和大电流，功率损耗很大，拥有比较大的RDS(on)能够更好地解决高功率损耗问题。

功率MOSFETs的安全工作区(SOA Safe Operating Area)定义了其允许承受的最大电压电流范围。所有的功率MOSFETs的选型设计必须考虑SOA的范围，尤其是线性工作模式。线性工作模式涉及到电流饱和区的输出特性， 漏电流(Ids)与漏源极电压相对独立，主要依赖于门极电压(Vgs)。图1中红色区域为线性工作区，蓝色区域为可变电阻区，漏源极电压与漏极电流满足欧姆定律。

图1 功率MOSFET的输出特性曲线

本文首先对安全工作区的概念进行分析理解，再根据具体的线性工作模式应用来验证正确的安全工作区选择的重要性！

2. 功率****MOSFET安全工作区SOA曲线

功率MOSFET有正向偏置SOA曲线(Forward Bias SOA, (FBSOA))和反向偏置SOA曲线(Reverse Bias SOA, (RBSOA))，数据表中一般是FBSOA曲线，这个安全工作区SOA曲线定义了最大的漏源极电压值、漏极电流值，以保证器件在正向偏置时安全的工作。

图2为Infineon功率MOSFET(BSC010NE2LS)的安全工作区SOA，蓝色边界斜线受导通电阻RDS(ON)限制；红色边界线受最大的脉冲漏极电流IDM的限制；深绿色边界线受最大功率限制；浅绿色边界线受温度限制；黄色边界线受最大的漏源极电压BVDSS。图2所给出的SOA曲线是在Tc=25°C 和100μs的单脉冲条件下计算得到的，数据手册还提供了其他条件下的SOA曲线。下面将具体阐述SOA限制条件的推导过程。

图2 功率MOSFET的SOA曲线

(1) SOA曲线左侧蓝色边界斜线，受漏源极的导通电阻RDS(ON)限制。因为在一定的VGS的电压下，功率MOSFET都有一个确定的RDS(ON)，VDS 和IDS 呈线性关系。

功率MOSFET数据表中的RDS(ON)特性和测试条件，在不同的温度以及在不同的脉冲电流及脉冲宽度条件下，RDS(ON)的值都会不同，在实际的应用过程中，这条曲线的斜率因条件的不同而不同。

(2) 导通电阻限制后的红色限制线定义了特定封装下的最大漏极电流，因此IDM的值与封装类型有很大的关系。DPAK封装的最大漏极电流IDM与SuperSO8封装的最大漏极电流IDM大很多，此外因为MOSFET的die会影响到bond wire的数量与尺寸，所以不同尺寸的die也会决定MOSFET的最大漏极电流IDM。

(3) 最大功率限制线是系统在Tj =150°C 下能够稳定工作的最大功率计算值，因此最大功率限制值与系统的散热条件以及MOSFET的热阻系数(ZthJC)有很大关系。最大功率限制线可由下面热阻公式估算得到。

首先假设，

由热阻模型可得IDS和VDS之间的关系

由上述等式可得如下结论，

*漏极电流IDS与允许的最大温升ΔTmax也就是与当前的Tc和最大Tj相关。
*漏极电流IDS与热阻系数 ZthJC有关， 脉冲输出条件下的ZthJC值又与脉冲长度和占空比有关，ZthJC的值可以从数据表中得到，从SOA曲线可以得出脉冲时间越长，最大温升限制线越靠下。
*随着功率损耗的增加，漏极电流IDS也随漏源极电压VDS增加而降低。

(4) 对于热稳定限制线的理解，首先必须理解热不稳定性的标准，如果功率MOSFET的单位温升条件下功率输出(Pgenerated)快于功率耗散 (Pdissipated)，即，

在这种情况下，系统不像最大功率限制线，是达不到热平衡的。由下式可得到不等式

在不等式中，d IDS /dT称为温度系数，VDS>0,热阻系数ZthJC>0, 所以热不平衡的情况只能发生在温度系数为正的情况下，MOSFET数据手册中的传递特性曲线图给出了不同温度下的漏极电流IDS对VGS的关系，如图3所示为Infineon的MOSFET的传递函数特性曲线，在VGS = 5V时，Tj=25°C 和Tj=150°C漏极电流IDS的上升快于温度的上升，在VGS = 6V时，Tj=25°C 和Tj=150°C漏极电流IDS的上升慢温度的上升，中间交叉点可以作为零温度系数点(ZTC), 很明显，热不平衡发生在VGS小于ZTC对应的VGS点。

图3. 功率MOSFET的传输特性曲线图

温度系数随VGS由正变为负有两个原因导致，一方面，由于晶阵中电子迁移率较低，MOSFET的RDS(on)随温度升高而增大。另一方面，由于更多的电子被激活到传导区，MOSFET的阈值电压随温度的升高而降低。在低温条件下，阈值电压随温度的升高而降低，电流随温度的升高而增大。在较高的温度下，RDS(on)随温度的升高而增大，且成为主导因素，电流随温度的降低而减小。

如上图所示，VGS在ZTC点以下会发生热不稳定的现象。因此，MOSFET的ZTC点越靠近大电流和高VGS电压，越容易发生热不稳定性。ZTC点与MOSFET的跨导有直接关系，随着跨导的增加，ZTC点将向更高的VGS方向移动。现代功率MOSFET的跨导不断增加，因此ZTC的点也随之增加。

当比较数据表中25V和150V MOSFET(如30V OptiMOS™ vs 150V OptiMOS™ 3)的跨导曲线时，我们会发现对于150V MOSFET，ZTC点位于较低的电流和VGS电压下。这是因为对于高电压等级的MOSFET(如150V)， RDS(on)随温度的升高将决定跨导随温度的变化，因为它们具有更厚的EPI层，更低的单元间距以及与低压MOSFET (25V)相比，更低的掺杂浓度。

在讨论了热不稳定性原因之后，热不稳定性下的破坏机制可以解释为：一般假设MOSFET上的温度分布是均匀的，因此Tj在整个芯片上是相同的，但事实上并非如此。模具与封装之间存在如焊料厚度导致的小的不均匀性，它们将使局部有个小的温升。这种局部温差将随着MOSFET运行于ZTC的左右的不同而变化:

*MOSFET运行于ZTC之上，温度系数为负，温度越高的地方流过的电流越少，温度就越低。MOSFET就会逐渐趋于热平衡，初始温度变化变得无关紧要。
*MOSFET运行于ZTC之下，温度系数为正，当局部热点温度升高时，更多的电流流过该热点。这将导致局部功耗增加和进一步热量增加，最终导致热失控和芯片的局部破坏。

最后，必须解决如何根据不同于数据表的应用条件调整热不稳定性线的问题。热不稳定限制线的设定为

这意味着温度系数必须是已知的，后者不容易计算。最直接的热不稳定限制线的计算方法是根据以下步骤:

热不稳定限制线的公式为:

其次可以在SOA关系图中计算和绘制任意给定Tc、最大Tj和脉冲长度下的RDS(on)限制线、最大电流限制线和最大功耗限制线。如图4中，利用A、B两点计算得到系数α和β。

图4 热不稳定限制线的计算示意图

(4) SOA曲线右边垂直的边界，是最大的漏源极电压BVDSS。BVDSS是功率MOSFET数据表中所标称的最小值。同样的，在不同的测试条件下这个值也会不同，特别是采用更高的测试电流IDSS时，名义的标称值就会偏高，而实际的工作范围就会减小。

到目前为止，已经讨论了SOA图中的各种限制线。数据表通常提供Tc=25°C、Tjmax=150°C和各种单脉冲长度的SOA关系图。现在，可以重新计算SOA关系图以适应不同于数据表条件的应用。

3. 功率MOSFETs的线性模式工作

MOSFET的许多应用都存在线性工作模式，而线性模式工作一般都会涉及到安全工作区SOA的限制，尤其是连续长时间的线性工作模式。下面就典型的线性工作模式以及与SOA的限制关系进行分析理解。

功率MOSFET传统的线性模式工作应用-电池充电器，风扇控制器

如图5所示，风扇控制器中的功率MOSFET用作电流源，风扇速度(或电池充电器的充电电流)是由通过风扇的电流大小控制的，而电流完全由MOSFET控制，这意味着MOSFET必须在线性模式下工作，改变VGS电压会改变流经电机的电流，从而改变风扇转速。图5的右侧显示了MOSFET的输出特性，根据图表，通过MOSFET的电压VDS将是输入电压减去通过风扇的电压降，可能高达7.5V，通过MOSFET的电流可以根据风扇速度的不同而在0~15A变化，因此，MOSFET的功耗可以达到最大112.5W。

为了确保MOSFET的安全运行，必须选择性能良好的封装(低RthJC和RthJA值)和适当的冷却处理措施(风扇冷却和/或散热器冷却)。当MOSFET作为风扇转速控制器时，其线性工作模式为连续工作模式，电流(风扇转速)仅由VGS电压控制。由于MOSFET只在线性模式下工作，所以在计算功耗时，MOSFET的功率损耗与RDS(on)完全无关，只取决于MOSFET上的电压和电流:Pdiss=VDS * IDS。

Fig. 5 MOSFET used as constant current source

部分线性模式操作e-fuse，负载开关

在e-fuse或负载开关的应用中，MOSFET可以用来保持缓慢开通，以避免高inrush电流的冲击。对于e-fuse应用，e-fuse控制器感测电流的大小并通过改变MOSFET VGS电压来控制电流，在此过程中，MOSFET短暂地以线性方式工作，VGS电压缓慢增加，直到全部电流通过，最后MOSFET工作在欧姆区。图6给出了e-fuse应用下MOSFET的工作输出特性曲线图。

当MOSFET用作负载开关时，会出现相同的三种操作状态。MOSFET的关键是线性模式持续的时间，这取决于负载开关控制器(或e-fuse控制器)时间间隔，典型的计时时长是µs级的，甚至也可能达到ms，但重要的是要详细了解跟这个时序的电压和电流应力，以推算出是否超出MOSFET的SOA区域。

图6. e-fuse应用下MOSFET的工作输出特性曲线图

短暂线性模式工作-Buck转换器开关MOSFET

Buck变换器中高边MOSFET开关，它在开通的过程中会有很短的一段时间进入线性模式运行。例如从MOSFET的VGS电压正好达到阈值电压(VGS(th))时，一直到漏源极电压VDS为零，这段时间MOSFET工作在线性模式，这段时间对应于米勒平台区。然而，现代功率mosfet的开关时间极短，最先进的25V-250V MOSFET能够在几纳秒(<10ns)内从截止区变换到欧姆区。

在高性能buck变换器中，高边MOSFET的线性模态运行时长只有几个ns。该实例还表明，通过引入外部栅极电阻(Rg)或利用慢速驱动来降低开关速度，SOA曲线图可能变得相关。因此，无论何时通过减慢开关速度来实现软启动或减少振铃，都应该考虑SOA曲线图。

4. 选择更合适的MOSFET已适应不同的线性模式应用

如前面章节所述，线性模式工作条件下MOSFET将同时承受高VDS和IDS下，功耗会很高，SOA曲线图可有效地评估MOSFET在线性模式下运行是否可靠。而通过SOA的各种限制线解释说明，以及通过相关的一些公式，重新计算得到不同应用条件下的SOA关系图。根据重新计算的结果，可以选择到应用于线性模式工作条件下最适合的MOSFET。在此之前，最重要的是首先要了解MOSFET在线性模式下是连续工作(如电流源)，还是在完全打开前经过一段时间的线性模式工作区域，这样才能更准确地应用SOA曲线来选择更合适的MOSFET。

连续线性模式工作

在线性模式下连续工作时，功率损耗的判断与MOSFET的RDS(on)和动态参数无关，而SOA成为关键设计准则，其中热设计是最重要的，低ZthJC的MOSFET是最合适的。为了消除产生的热量，必须采用合适的封装和强制冷却措施。这也意味着前几代技术和/或更高电压等级的MOSFET将更适合这种应用。

有限时长的线性模式工作

MOSFET通过线性模式工作区需要一定的时间。此时的VDS，IDS和脉冲长度必须满足SOA区域工作。如果应用条件与SOA数据表条件不同(Tc温度、VGS电压、占空比……)，则需要根据相应的公式重新计算SOA关系图。一般来说，低ZthJC和极低RDS(on)的MOSFET是比较合适线性模式工作的。

5. 总结

本文阐述了MOSFET的一个重要设计准则---安全工作区(SOA)，特别是当MOSFET处于线性模式时，必须考虑SOA曲线图。SOA曲线准则适用于MOSFET以连续线性方式工作的应用中(例如MOSFET作为电流源)，也适用于MOSFET一定时间内的线性方式工作的应用中(例如e-fuse)。数据表中的SOA关系图仅对给定的条件有效，对于不同的应用条件，必须重新计算相应的SOA曲线。