MMC的基本工作原理和常见调制方法

摘 要：

现通过对模块化多电平变流器的拓扑结构及其工作原理的研究，分析了载波移相调制方法和最近电平调制方法的异同与优缺点，并搭建模型验证了分析和研究结论的正确性和有效性。该调制策略对模块化多电平变流器在异步电网互联的应用具有实际意义。

0 引言

区别于传统的电压源换流器，模块化多电平变流器（Modular Multilevel Converter，MMC）因具有高度模块化、良好的子模块故障冗余能力、开关管损耗低等特点开始广泛应用于柔性直流输电、高压电机驱动等领域[1-2]。对于高压配电网中的异步电网互联[3-4]，使用MMC同样具有很好的工程价值，但高压配电网中MMC单元使用较少[5]，调制策略的选择尤为关键，目前尚缺少相关的对比分析研究。

1 MMC工作原理

图1为三相MMC拓扑结构，根据不同的工况需求，常见的多电平变流器拓扑还有单相半桥式和单相全桥式。三相MMC拓扑结构由3个相单元组成，每相由上下两个桥臂组成，每个桥臂由n个子模块（SM）和桥臂电感（Larm）构成，图1中子模块为常见的半桥型子模块。Udc表示MMC的直流侧电压；uix表示第x相的i桥臂的桥臂电压，其中i=u或l，u表示上桥臂，l表示下桥臂，x=a、b或c，a、b、c分别表示A、B、C相；iix表示流过第x相的i桥臂的桥臂电流；ux表示第x相的交流侧相电压；ix表示第x相的交流侧相电流；O表示零点位参考点。

MMC由许多子模块构成，这些子模块的结构和工作方式决定和影响了MMC的工作状态。半桥型子模块结构简单、成本低，可实现功能完整，是目前MMC使用最频繁的一种结构。如图1所示，半桥型子模块主要由两个开关器件S1和S2、两个反并联二极管D1和D2、一个电容CSM组成。iSM表示流入子模块的电流，与桥臂电流相等，方向以流入为正；uSM表示子模块端口电压。通过控制开关器件的工作状态可以控制子模块的工作状态，具体工作状态如表1所示。

（1）闭锁状态：当开关器件S1、S2都处于关断状态时，此时电流只通过流经二极管D1或D2和子模块电容CSM形成回路，根据流入子模块电流iSM的方向，来决定是D1还是D2导通。当iSM＞0时，D1和CSM形成回路，开始给子模块电容CSM充电，子模块电压uSM与子模块电容电压uC相等；当iSM＜0时，电流iSM流过D2形成回路，子模块电容CSM未接入到电路中，此时子模块电压uSM为零。闭锁状态一般用于MMC系统的启动或者故障诊断。

（2）投入状态：当开关器件S1开通而S2关断时，根据iSM的方向来判断是开关管S1导通还是二极管D1导通。当iSM＞0时，电流流过D1和CSM形成回路并对子模块电容进行充电；而当iSM＜0时，因为S1的连接方式，电流流经S1形成回路，此时子模块电容CSM放电，且放电电压为子模块电容电压uC，即子模块工作在投入方式时，无论流入子模块的电流方向如何，子模块端口电压总等于子模块电容电压。

（3）旁路状态：当开关器件S1关断而S2开通时，二极管D2承受的电压方向与导通方向相反，因此无论iSM方向为何，D2都保持截止状态，而iSM的方向决定了是S2还是D2形成回路。当iSM＞0时，电流流过S2；当iSM＜0时，电流流过续流二极管D2。在旁路状态下，无论iSM方向如何，子模块电容CSM均被切除出电路，此时子模块电压uSM为零。

由上面对子模块开关状态的分析可知，子模块的输出为0电平或子模块电容电压uC，而实现电平的控制，主要根据当前流入子模块的电流的方向以及开关管的导通和关闭来实现，因此如何根据实际工况的需要来得到子模块开关管的开关脉冲对于MMC实现目标输出十分重要。

2 调制策略

调制策略用于控制MMC中的开关器件来实现输出波形逼近调制波，不同的调制方法对于MMC的输出电压谐波、电容电压波动等方面有不同程度的影响。常见的调制方法根据MMC中开关管的开关频率可以分为两类：高开关频率调制和基波开关频率调制。MMC因其具有良好的拓展性、冗余性等优点，开始逐渐应用于低频驱动领域。目前，MMC大规模应用于低频场合的瓶颈是低频运行时MMC中的子模块电容容易产生较大的电压波动，影响整个系统的正常运行。而合适的调制方法和控制方法能很好地规避MMC低频运行时的缺点，因此选用合适的调制方法再进行优化控制能很好地适用于低频场合，有必要确定常用调制方法中最适合低频工况的调制方法。

载波移相PWM调制（Carrier Phase-Shift PWM，CPSPWM）的基本思想是将目标输出的调制波与三角载波进行比较得到上下桥臂子模块开关管的脉冲，三角载波的幅值和频率相等，相位相差2π/n，比较得到的脉冲根据平衡和均压控制策略等分配给不同的子模块，再叠加不同子模块的输出得到桥臂输出电压波形。若想要输出电压波形尽可能逼近正弦波，则需要增加子模块数量和开关管频率，虽然输出电压谐波分量低，但是当子模块数量增大时会增加控制难度和精度，在实际的运用中难以达到；同样，因为三角载波之间的相位差为2π/n，当相位差因子模块增加而减小到较小值时，三角载波生成的难度也会增加，精度也难以控制，最终影响整个MMC的正常工作。因此，子模块数量较大时CPSPWM难以发挥其优势，该调制方法一般应用于子模块数量少和低电压等级场合；另外，CPSPWM调制方法频繁的子模块切换容易产生子模块电容电压波动，子模块电容的dv/dt较高，不适合应用在低频工况下。

最近电平逼近调制（Nearest Level Modulation，NLM）的基本思想是通过控制子模块的导通和关断尽可能拟合调制波。区别于CPSPWM是三角载波与调制波比较，NLM是利用函数求解子模块开关状态，函数表达形式不同但基本思想都是取整函数，设上桥臂子模块导通的数量为nu_on，下桥臂子模块导通数量为nl_on，根据拟合的思想和取整函数，可以得到上下桥臂子模块导通数量的表达式为：

这种调整方法因其使用取整函数而具有良好的动态性能，但取整函数得到的是子模块导通数量，在实际应用中为了保持MMC运行的稳定性，一般还需要增加平衡方法来确定子模块的开关状态，也因此NLM更适合子模块数量多和输出电平较多的场合。

由上面对两种调制方法的分析可知，两种调制方法各有优劣，能在不同的工况下发挥各自的优势。相较于NLM调制方法，CPSPWM调制方法更适合应用在低频工况下。

3 仿真分析

为了进一步说明载波移相调制和最近电平调制方法的特点，在MATLAB/Simulink中搭建MMC模型，并根据CPSPWM调制方法和NLM调制方法搭建对应的模型。下面对这两种常见的调制方法进行仿真对比分析，为了清晰地表现CPSPWM和NLM调制方法的特点，在保证输出电压频率相同的工况下，CPSPWM调制方法下单个子模块的三角载波频率设置为n·f，因此CPSPWM调制方法子模块的等效输出电压频率与NLM调制方法的等效输出电压频率相同。MMC仿真参数如表2所示。

根据表2的仿真参数进行仿真，可得如图2所示的仿真结果。

根据图2仿真结果可以清晰地发现两种调制方法的特点：CPSPWM调制方法因为等效开关频率更高，桥臂输出电压波形比NLM调制方法产生的电压波形表现得更为密集，这也导致CPSPWM调制方法在较多子模块时或者较高电压等级时控制子模块开关比NLM调制方法更为频繁，从而带来了更多的开关损耗；CPSPWM需要控制数量较多的载波与调制波进行对比，频繁地开关子模块也会带来子模块电容电压的波动、桥臂间环流的出现等一系列问题。

图3展示了当上下桥臂中只包含3个子模块时子模块电容电压的波动程度，NLM调制方法下子模块电容电压逐渐失稳，桥臂内也因此容易产生环流等一系列问题，最终影响MMC正常工作，由此可见，NLM调制方法不适用于子模块数量较少的场合。

通过上面的分析可知，CPSPWM调制方法和NLM调制方法各有优缺点，适合应用于不同的场合。CPSPWM调制方法因其通过每个子模块进行载波和调制波对比而拥有较高的开关频率，容易带来较大的开关损耗，同时在实际应用中高载波频率时一般难以实现足够的精度要求，因此CPSPWM调制方法更适合在中低压和电平数量少的场合应用。NLM调制方法的控制相较于CPSPWM要简单，由上面的仿真可知，当子模块数量较少时，子模块电容电压波动增加，同时输出波形质量下降，而当子模块数量增加时，输出波形的谐波逐渐下降；另外，通过合适的电容电压排序算法能很好地优化子模块开关频率，进一步降低子模块开关频率，因此，NLM调制方法更适合中高压和多电平场合应用。

4 结语

本文主要对MMC的基本工作原理和常见调制方法进行了研究，分析了CPSPWM调制方法和NLM调制方法的基本原理，对比了两种调制方法的异同及其各自的优缺点，研究了两种调制方法适用的场合，发现CPSPWM更适用于子模块数量少的低频场合，而NLM更适用于子模块数量多的中频场合，因此常规调制方法中CPSPWM更适合在中低频场合应用。

审核编辑：汤梓红