为汽车升压型DC-DC稳压器选择外部组件和补偿参考设计

本应用笔记回顾了MAX16990/MAX16992在升压配置中获得最佳性能所需的外部元件参数和计算结果。接下来，讨论补偿元件的选择，并提供一种可以外推以补偿任何升压稳压器的通用方法。该计算器可帮助用户选择外部元件、进行补偿设计和电源性能评估。本文讨论了一个参考设计，展示了如何在汽车预升压应用中使用这些器件，以及该升压稳压器的最佳布局。

介绍

高压升压控制器，如MAX16990或MAX16992，后者具有2.2MHz开关频率能力，在汽车领域有许多应用。两种用途是作为预升压稳压器，以在冷/热启动期间维持系统电压，或作为高亮度LED的电源。

在本应用笔记中，我们首先探讨如何利用MAX16990/MAX16992实现汽车高压升压DC-DC电源，以及如何选择外部元件以获得最佳系统性能。之后，我们介绍了其预增压应用的参考设计。

外部元件的选择

用于选择外部元件的参数

有四个主要的设计输入参数，用于选择外部元件，以优化MAX16990和MAX16992的性能。

开关频率

输出电压 （VOUT）

输出电流范围（最小值和最大值）

输入电压范围（VINMIN 和 VINMAX）

MAX16990和MAX16992工作在不同的开关频率范围内，前者为100kHz至1MHz，后者为1MHz至2.5MHz。选择所需开关频率的版本。

关于输出级（即电压和电流范围）的一切都是已知的。但是，我们只知道输入级的电压范围。估计平均输入电流范围会很有用。我们可以使用以下两个等式来做到这一点：

其中参数 Eff 是升压稳压器的估计效率。我们可以根据MAX16990/MAX16992数据资料中的典型工作特性推断出Eff的初始估计值，并在确定所有外部功率元件（nMOS、电感、检测电阻和整流二极管）的尺寸后，用计算器优化估算值。

接下来，我们需要评估占空比范围（D最低和 D.MAX），调节器在其中运行。这可以通过以下两个等式确定：

其中 VD是整流二极管的正向电压，RDS（ON）nMOS导通时的漏源电阻，以及R意义检测电阻。因为我们没有选择R意义然而，暂时忽略等式中的这个术语。稍后我们将对占空比范围进行更准确的估计。

确保估计占空比范围在所选器件的规格范围内：MAX4为93%至16990%，MAX24为85%至16992%。

感应器

为了保证整个应用的连续导通模式（CCM）操作，请选择高于临界电感（L）的电感（L）C） 用公式 5 计算：

LC假设其在D = 33%的最大值（如果在计算的占空比范围内）;否则选择 L 的最大值C在最大和最小占空比下计算的那些之间。

选择合适的电感器时要记住的另一个方面是LIR因数。该参数定义为峰峰值电感电流与平均输入电流之比：

电感（L）和LIR因数之间的关系如公式7所示：

为了降低损耗，请选择保证LIR因数在0.3和0.5之间的电感。L 等于 LC，LIR 因子为 2。进一步增加L可降低LIR因子。所选电感的饱和电流必须高于其峰值电流，即：

图1显示了开关期间的电感电流形状。

图1.升压稳压器的电感电流。

峰值电感电流与峰值nMOS电流和整流二极管电流一致。 考虑到这一点，请相应地选择两个功率组件的额定电流。此外，最大nMOS漏源电压等于输出电压（VOut） 加上整流二极管上的压降 （VD），整流二极管两端的最大反向电压等于输出电压（Vout).

检测电阻

计算出峰值电感电流后，可以选择检测电阻（R意义).当 ISNS 引脚上的电压达到 212mV （最小值） 时，器件触发电流限制。该电压的一部分是由于检测电阻上的压降，另一部分是由于斜率电阻上的压降（R坡），用于斜率补偿。为了留出100mV的斜率补偿空间，最初建议使用R意义在限流阈值处产生 112mV 的压降。在公式9中，R意义计算时，限流阈值比峰值电感电流高 20%。

输出电容

选择正确的输出电容（C外）及其相关的ESR对于最小化输出电压纹波非常重要。

假设输出电压纹波（VOUT_RIPPLE）在电压降（由于电容器在关断期间放电）和ESR压降之间均匀分布。

补偿

在了解这些外部元件（电感、检测电阻和输出电容）之后，我们需要考虑预升压稳压器所需的外部补偿元件。有关升压调节环路的概述，请参见图2，该环路由功率级（A（f））和反馈级（B（f））组成。

图2.升压稳压器小信号模型。

为了选择合适的外部补偿元件（R比较， C比较， CCOMP2和 R坡），有必要描述频域中的环路响应并评估其稳定性。调节回路可分为两个阶段。

第一级A（f）是功率级，由电流检测电路、PWM比较器、外部nMOS、电感（L）、输出电容（C）组成外），和负载电阻（R负荷).该级的频率响应由公式12描述：

直流增益 ACM 为：

公式12中的分子由输出电容ESR引入的零点组成：

以及电流模式升压稳压器的右半平面零点：

请记住，该零点在模块侧充当正常零点，但在相位侧充当极点，从而减小闭环频率响应的相位。

公式12中的A（f）分母由输出极点组成：

而双极点的开关频率只有一半，必须通过斜率补偿进行阻尼。

表征闭环响应的第二级B（f）是用反馈网络（AFB）和误差放大器（AEA）计算的：

直流增益由 AFB 和 AEA 增益计算得出：

AFB = VREF/VOUT

AEA = gm × ROUT

其中gm是跨导误差放大器的电压-电流增益，R外它的输出。

误差放大器零点和主极点由外部补偿元件C决定比较和 R比较:

如果需要，可以在COMP引脚和GND（CCOMP2):

稳压器的闭环响应是通过将A（f）和B（f）连接在一起来实现的：

Loop(f) = A(f) × B(f)

一旦我们熟悉了环路频率响应，确保稳定性的第一步就是选择合适的斜率补偿，以避免在开关频率的一半处振荡。为此，公式24所示的Q因子必须介于0和1之间：

其中 Sn是导通时间内的正电感电流斜坡乘以检测电阻（R上的电压斜坡）意义):

Se 是斜率补偿斜坡乘以 RSENSE 加 RSLOPE：

Se = ICOMP × fSW × (RSLOPE + RSENSE), ICOMP = 50µA

RSLOPE在所有工作条件下，Q 因数必须介于 0 和 1 之间。

斜率补偿的最坏情况是输入电压处于最小值，输出电流处于最大值。

选择RSLOPE高于公式27所示的值可确保在所有工作条件下的Q因数介于0和1之间：

一旦RSLOPE已选择，可以使用公式28计算实际最小电流限值：

如果电流限制过高，请相应地增加 RSENSE 和 RSLOPE，直到达到所需值。

确保最小电流限值高于峰值电感电流。

一旦开关频率一半的双极点被抛弃，就必须选择误差放大器补偿元件，以确保交越频率下良好的相位裕量。

第一步是选择所需的交越频率（fC，目标），必须小于 f西 南部/10和 fZ，RHP/10.最初，我们假设零点是由于输出电容ESR（fZ，ESR） 比 f 高十倍C，目标.在此假设下，闭环频率响应可以近似为简单的两极点和一个零点系统频率响应。

直流获得=ACM × AFB × AEA

基于目标交越频率和获得的直流获得，可以考虑两种情况。

第一个是当：

在这种情况下（见图3），将误差放大器极点放在负载极点之后：

误差放大器在目标交越频率上正好归零：

这确保了相位裕量上有45°的正滞后。

图3.闭环响应幅度的波特图，案例 1。

第二个是当：

在这种情况下（见图4），将误差放大器极点放在负载极点之前：

误差放大器在目标交越频率上正好归零：

这确保了相位裕量上有45°的正滞后。

图4.闭环响应幅度的波特图，案例 2。

使用计算器估计获得的交越频率和相位裕量。如果它们不令人满意，请增加 R比较以增加交越频率和相位裕量。

如果输出电容ESR的零点不可忽略，并且影响相位裕量和交越频率，则增加第二个误差放大器极点（CCOMP2） 对应于 ESR 零点：

参考设计

在讨论了所需的外部和补偿元件之后，我们考虑了汽车预增压应用的参考设计。

汽车预增压应用的通常要求是：

f西 南部	2.2兆赫
V在	3.5V 至 6V
V外	8V
我外	1A 至 2A
VOUT_RIPPLE	50mV

估计效率（Eff）为90%，输入电流范围应为：

第二步是计算占空比范围。为此，选择nMOS电阻很有用。为了确定nMOS额定值要求，需要计算峰值晶体管电流（对应于峰值电感电流）。

假设输入电流达到最大值时最大 LIR 为 0.5：

基于这些信息，Fairchild的FDS5670 nMOS被选中，其额定漏极电流为10A。典型的 RDS（ON）该晶体管的 15mΩ 与 V一般事务人员= 5V （MAX16992的栅源电压）。

一旦我们有了这些信息，我们就可以计算占空比范围，忽略R意义目前：

假设整流二极管（Diodes Incorporated的B3x0-13-F）的正向电压等于0.5V。占空比范围与MAX16992兼容。为了保证连续导通模式：

在最坏的情况下，D = 0.33% 和 IOUT= 1A。

基于这些信息，伍尔特电子选择了0.47μH电感744314047（IR= 18A， I坐= 20A）。使用此电感器时，当输入电压处于最小值（输入电流处于最大值）时：

导致电感（和 nMOS）峰值电流为：

该值符合nMOS漏极电流额定值。

现在可以计算检测电阻：

R选择15mΩ电阻意义.

根据设计规范对输出电压纹波、对C的约束外是：

村田制作所选择了开关频率为47.32MHz时ESR为61mΩ的476μF GRM3ER2C2K电容器。

选择用于补偿的第一个参数是RSLOPE:

选择了一个标准的1.3kΩ电阻。最小电流限值阈值变为：

直流增益、负载极点频率和右半平面零点频率为：

直流获得= ACM × AFB × AEA = 91.6dB

这是针对最坏情况计算的，输入电压为最小值，负载电流为最大值。

村田制作所的 47μF 电容器在频率高于 20kHz 时具有低于 2mΩ 的 ESR。

因此，在最坏的情况下，ESR 零点为：

在这种情况下，最大交越频率必须低于fZ，RHP/10 = 25.9kHz。

选择25kHz的目标交越频率，我们必须遵循：

在这种情况下，C比较目标变为：

选择标准470pF电容，因此估计的R比较目标是：

选择了一个标准的15kΩ电阻。

剩下的最后一个组件是 CCOMP2:

选择了一个标准的68pF电容。

使用所选的外部补偿元件时，误差放大器的零点和极点频率为：

使用计算器确定获得的交越频率（f渡）和相位裕量（PM）。

在本例中，这两个参数为：

fCROSS = 26.3kHz

PM = 45°

闭环稳压器的最终波特图如图5和图6所示。

图5.环路增益。

图6.循环阶段。

Designation	Description
N	Fairchild FDS5670 nMOS
D	Diodes Inc. B3x0-13-F
L	Würth Elektronik 744314047
COUT	Murata GRM32ER61C476K

图7.参考设计原理图。

布局建议

良好的布局对于最大限度地提高升压稳压器的EMI和无抖动性能非常重要。为此，请遵循以下一般建议：

将所有电源组件放在电路板的同一侧。
保持交流路径尽可能短。在导通期间，交流路径由CIN、电感、nMOS、RSENSE和GND组成。在关断期间，交流路径由 CIN、电感、二极管、COUT 和 GND 组成。
保持开关节点 （LX） 尽可能紧凑。
不要以最小宽度在 DRV 引脚和 nMOS 栅极之间布线路径。该网络以开关频率换向，并且必须承载驱动nMOS所需的电流。如果需要过孔，请将网络路由到内层。
将CSUP和CPVL电容器直接连接到IC，尽可能靠近，而无需使用过孔。
在 RSENSE 和 RSLOPE 之间以及 RSLOPE 和 ISNS 引脚之间使用开尔文连接。
在 OUT 和 RTOP 之间使用开尔文连接。使FB节点尽可能靠近IC的FB引脚。

使用原理图所示的两个独立的GND：PGND用于功率元件，AGND用于信号电路和MAX16992的EP。在PGND和AGND之间使用单点连接，尽可能靠近EP。

参考布局如图 8 至图 12 所示。

图8.参考设计布局，顶层。

图9.参考设计布局，内层 1。

图10.参考设计布局，内层 2。

图 11.参考设计布局，底层。

图 12.参考设计，3D 视图。

结论

在本应用笔记中，我们学习了如何最好地选择外部元件和补偿，以实现MAX16990/MAX16922的最佳性能。然后，我们了解了这些器件如何在汽车应用中用作预升压稳压器，并发现了最大化EMI和最小化抖动的最佳布局。

审核编辑：郭婷