高端电流检测

Aaron Schultz

问任何有经验的电气工程师——例如，我们故事中的教授Gureux——关于在MOSFET栅极前放什么，你可能会听到“一个电阻，大约100 Ω”。尽管有这种确定性，人们仍然想知道为什么并质疑效用和电阻值。出于这种好奇心，我们将在以下示例中研究这些问题。Neubean是一名年轻的应用工程师，他希望测试是否真的有必要在MOSFET栅极前放置一个100 Ω电阻以保持稳定。Gureux是一位拥有30年经验的应用工程师，他监督他的实验并在此过程中提供专家意见。

HS 电流检测简介

图1.高端电流检测。

图1中的电路显示了高端电流检测的典型示例。负反馈试图强制电压V意义增益电阻 R 时获得.通过R的电流获得流经 P 沟道 MOSFET （PMOS） 至电阻 R外，从而产生以地为参考的输出电压。总体增益为

可选电容 C外电阻两端电阻 R外用于滤除输出电压。即使PMOS的漏极电流快速跟随检测电流，输出电压也会呈现单极指数轨迹。

电阻器 R门在原理图中将放大器与PMOS栅极分开。价值是什么？“100 Ω，当然！”经验丰富的古勒人可能会说。

尝试很多Ω

我们发现我们的朋友Neubean，Gureux的学生，正在思考这个栅极电阻器。Neubean认为，只要有足够的电容从栅极到源极，或者有足够的栅极电阻，他应该能够引起稳定性问题。一旦明确 R门和 C门有害地相互作用，那么就有可能揭穿100 Ω或任何栅极电阻自动合适的神话。

图2.高端电流检测仿真。

图2显示了一个LTspice仿真示例，用于突出电路行为。Neubean 运行模拟来显示他认为将作为 R 出现的稳定性问题门增加。毕竟，来自R的极点门和 C门应该会侵蚀与开环相关的相位裕量。然而，令Neubean惊讶的是，R没有值。门显示时域响应中的任何问题。

原来，电路没那么简单

图3.从误差电压到源电压的频率响应。

在观察频率响应时，Neubean意识到他需要注意识别开环响应是什么。当组合单位负反馈时，形成环路的正向路径从差值开始，并在产生的负输入端子处结束。然后，Neubean 模拟并绘制 VS/（VP– VS），或 VS/VE.图3显示了该开环响应的频域图。在图3的波特图中，直流增益非常小，交越处没有相位裕量问题的证据。事实上，由于交越频率小于0.001 Hz，情节整体看起来非常奇怪。

图4.高边检测电路作为框图。

电路分解为控制系统的过程如图4所示。与几乎所有电压反馈型运放一样，LTC2063 以高直流增益和单极点开始。运算放大器获得误差信号，并通过R驱动PMOS栅极门– C门滤波器。该 C门和PMOS源一起连接到运算放大器的–IN输入端。 R获得从该节点连接到低阻抗源。即使在图 4 中，R门– C门滤波器应该引起稳定性问题，特别是如果 R门比 R 大得多获得.毕竟，C门电压，直接影响R获得系统中的电流滞后于运算放大器输出变化。

Neubean提供了一个解释，为什么也许R门和 C门不要造成不稳定：“嗯，栅极源是固定电压，所以 R门– C门电路无关紧要。您需要做的就是调整门，然后是源。这是一个源头追随者。

他更有经验的同事古勒说：“实际上，没有。这仅在PMOS作为电路中的增益模块正常工作时才有效。

因此，Neubean思考了数学问题——如果我们可以直接模拟PMOS源对PMOS门的响应会怎样？换句话说，什么是V（VS）/V（VG)?Neubean跑到白板上，写下了下面的等式。

跟

运算放大器增益A和运算放大器极点ωA。

Neubean立即确定了重要的术语gm。什么是通用？ 对于 MOSFET，

查看图 1 中的电路，Neubean 的头部有一个灯泡熄灭。通过 R 的电流为零意义，通过 PMOS 的电流应为零。电流为零时，gm为零，因为PMOS有效关断，未被使用，无偏置且无增益。当 gm = 0 时，VS/VE在 0 Hz 和 V 时为 0S/VG在0 Hz时为0，因此根本没有增益，图3中的曲线毕竟可能是有效的。

尝试使用 LTC2063 时变得不稳定

有了这个启示，Neubean很快就尝试了一些非零I的模拟。意义.

图5.频率响应从误差电压到源电压，非零检测电流。

图5显示了V响应的更正常的增益/相位图。E到 VS，从 >0 dB 交叉到 <0 dB。图5应显示约2 kHz，在100 Ω时PM很多，在100 kΩ时PM略少，在1 MΩ时甚至更少，但并非不稳定。

Neubean 前往实验室，利用高端检测电路 LTC2063 拨出检测电流。他插入了一个高 R门值，首先是 100 kΩ，然后是 1 MΩ，期望看到不稳定的行为或至少某种振铃。不幸的是，他没有。

他试图首先通过使用更多的I 来增加MOSFET中的漏极电流意义然后使用较小的 R获得电阻。没有什么能破坏电路的稳定性。

他返回仿真并尝试用非零 I 填充相位裕量意义.即使在仿真中，似乎也很难（如果不是不可能的话）找到不稳定或低相位裕量。

Neubean找到了Gureux，并问他为什么未能破坏电路的稳定性。古勒建议他做数字。Neubean习惯了Gureux的谜语，所以他检查了与R相关的实际极点可能是什么门和总栅极电容。在 100 Ω 和 250 pF 时，极点为 6.4 MHz;100 kΩ时，极点为6.4 kHz;对于 1 MΩ，极点为 640 Hz。LTC2063增益带宽积（GBP）为20 kHz。当 LTC2063 获得增益时，闭环交越频率很容易滑落到低于 R 的任何影响之下门– C门极。

是的，你可能会变得不稳定

意识到运算放大器的动态需要继续进入R的范围门– C门极点，Neubean选择了更高增益带宽的产品。LTC6255 5 V运算放大器将直接装入具有更高6.5 MHz GBP的电路中。

Neubean急切地尝试了电流、LTC6255、100 kΩ栅极电阻和300 mA检测电流的仿真。

Neubean然后继续添加R门在模拟中。有足够的 R门，额外的极点会破坏电路的稳定性。

图6.带振铃的时域图。

图7.一旦我们加上电流，V的正常波特图，VE到 VS，相位裕量很差。

图6和图7显示了高R的仿真结果门值。在恒定的300 mA检测电流下，该仿真显示不稳定。

实验室结果

为了了解电路在检测非零电流时是否可能表现不佳，Neubean 尝试采用具有阶跃变化负载电流的 LTC6255，并使用三种不同的 R门值。我意义从基极 60 mA 转换到更高的 220 mA 值，通过瞬时开关实现，从而带来更大的并联负载电阻。没有零我意义测量，因为已经表明在这种情况下MOSFET增益太低。

实际上，图8最终显示了100 kΩ和1 MΩ电阻的稳定性真正受损。由于输出电压经过大量滤波，栅极电压成为振铃的检测器。振铃表示相位裕量差或负，振铃频率表示交越频率。

图8.R门= 100 Ω，电流从低瞬态到高瞬态。

图9.R门= 100 Ω，电流从高到低瞬态。

图10.R门= 100 kΩ，电流从低到高瞬态。

图11.R门= 100 kΩ，电流从高到低瞬态。

图12.R门= 1 MΩ，电流从低瞬态到高瞬态。

图13.R门= 1 MΩ，电流从高到低瞬态。

集思广益的时刻

Neubean意识到他已经看到了许多高边集成电流检测电路，不幸的是，工程师没有机会决定栅极电阻，因为一切都在零件内部。他想到的例子是AD8212、LTC6101、LTC6102和LTC6104高压、高端电流检测器件。事实上，AD8212使用PNP晶体管，而不是PMOS FET。他告诉Gureux，“呃，这并不重要，因为现代设备已经解决了这个问题。

仿佛预料到了这句话，几乎在Neubean最后一句话之前就打断了他的话，教授回答说：“假设你想要极低的电源电流和零漂移输入偏移的组合，例如在远程电池供电的仪器中。您可能需要一个 LTC2063 或 LTC2066 作为主放大器。或者，也许您需要通过 470 Ω分流器尽可能准确、无噪音地测量低电平电流水平;在这种情况下，您可能希望使用具有轨到轨输入能力的ADA4528。在这些情况下，您将需要处理MOSFET驱动电路。

所以...

显然，使用过大的栅极电阻可能会破坏高端电流检测电路的稳定性。Neubean将这一发现与他愿意的老师Gureux联系起来。Gureux指出，R门实际上会破坏电路的稳定性，但最初无法找到这种行为源于错误制定的问题。需要增益，在该电路中，增益要求测量非零信号。

Gureux回答说：“当然，当极点侵蚀分频器的相位裕量时，就会发生振铃。但是，增加1 MΩ的栅极电阻是荒谬的，即使是100 kΩ也是疯狂的。请记住，尝试限制运算放大器的输出电流总是好的，以防它试图将栅极电容从一个电源轨摆动到另一个电源轨。

审核编辑：郭婷