深入了解digiPOT规范和架构可增强交流性能

数字电位计 （digiPOT） 提供了一种方便的方式来调整传感器、电源或其他需要某种类型校准的设备的交流或直流电压或电流输出，时序、频率、对比度、亮度、增益和失调调整只是其中的一小部分。数字设置几乎避免了与机械电位计相关的所有问题，例如物理尺寸、机械磨损、游标污染、电阻漂移以及对振动、温度和湿度的敏感性，并消除了由于需要螺丝刀访问而导致的布局不灵活性。

digiPOT 可用于两种不同的模式：电位计或变阻器。在电位计模式下，如图1所示，有三个端子可用;信号连接在端子 A 和 B 上，而端子 W（如游标）提供衰减的输出电压。当数字比率控制输入全为零时，游标通常连接到端子B。

图1.电位计模式。

当游标硬连线到任一端时，电位计变成一个简单的可变电阻或变阻器，如图2所示。变阻器模式允许更小的外形尺寸，因为需要的外部引脚更少。一些数字POT只能作为变阻器使用。

图2.变阻器模式。

对 digiPOT 电阻端子上出现的电流或电压的极性没有限制，但交流信号的幅度不能超过电源轨 （VDD和 V党卫军）—当器件在变阻器模式下工作时，应限制最大电流或电流密度，尤其是在较低电阻设置下。

典型应用

信号衰减是电位计模式固有的，因为器件基本上是一个分压器。输出信号定义为：V外= V在×(R代数转换器/R罐），其中R罐是 digiPOT 的标称端到端电阻，并且R代数转换器是W和输入信号的参考引脚（通常是端子B）之间的数字选择电阻，如图3所示。

图3.信号衰减器。

信号放大需要一个有源元件，通常是反相或同相放大器。可以使用电位计或变阻器模式，并具有适当的增益公式。

图4所示为一个同相放大器，该器件用作电位计，通过反馈调节增益。由于输出的分数反馈，R嗖嗖/（R工 务 局+ R嗖嗖)，必须等于输入，理想化增益为

图4.电位计模式下的同相放大器。

该电路的增益与R嗖嗖，迅速增加为R嗖嗖接近零，定义双曲传递函数。要限制最大增益，请插入一个串联电阻R嗖嗖（以及增益方程的分母）。

如果需要线性增益关系，变阻器模式可与固定外部电阻结合使用，如图5所示;增益现在定义为：

图5.变阻器模式下的同相放大器。

为获得最佳性能，请将较低电容端子（较新器件中的W引脚）连接到运算放大器输入。

数字POT在信号放大方面的优势

图4和图5所示电路具有高输入阻抗和低输出阻抗，可以处理单极性和双极性信号。digiPOT可用于游标操作，通过固定外部电阻在更小的范围内提供更高的分辨率，并可用于带或不带信号反转的运算放大器电路。此外，它们还具有较低的温度系数——电位计模式下通常为 5 ppm/°C，变阻器模式下通常为 35 ppm/°C。

用于信号放大的 digiPOT 的局限性

处理交流信号时，digiPOT 性能受到带宽和失真的限制。带宽是可以通过 digiPOT 的最大频率，由于寄生分量，衰减小于 3 dB。总谐波失真（THD）——这里定义为接下来四个谐波的均方根和与输出基波值之比——是信号通过器件时衰减的量度。这些规范隐含的性能限制是由内部 digiPOT 架构引起的。分析将有助于充分了解这些规格并减少其负面影响。

内部架构已从经典串行电阻阵列（如图6a所示）演变为分段式架构（如图6b所示）。主要改进是减少了所需的内部开关数量。在第一种情况下，串行拓扑，交换机的数量为N = 2n，其中 n 是以位为单位的分辨率。n = 10 时，需要 1024 个开关。

图6.a） 传统架构。b） 分段架构。

专有（专利）分段架构使用级联连接，最大限度地减少交换机总数。图 6b 的示例显示了一个两段架构，由两种类型的模块组成：左侧为 MSB，右侧为 LSB。

左边的上块和下块是粗位（MSB段）的开关串。右边的块是一串用于精细位（LSB段）的开关。MSB 开关建立与 R 的粗略近似值一个/RB率。由于LSB串的总电阻等于MSB串中的单个电阻元件，因此LSB开关在主串的任何点建立比率的精细部分。A 和 B MSB 交换机采用互补编码。

分段架构中的交换机数量为：

N = 2m + 1+ 2n – m,

其中 n 是 MSB 字中的总位数，m 是分辨率的位数。例如，如果 n = 10 且 m = 5，则需要 96 个开关。

与传统字符串相比，分段方案需要的开关更少：

差值 = 2n– (2m+ 1 + 2n – m)

在此示例中，节省的费用将是

1024 – 96 = 928！

在这两种架构中，开关负责在不同的电阻值之间进行选择，因此了解模拟开关中的交流误差源非常重要。这些 CMOS（互补金属氧化物半导体）开关由并联的 P 沟道和 N 沟道 MOSFET 组成。该基本双边开关保持相当恒定的电阻（R上） 表示最高至全电源轨的信号。

带宽

图7显示了影响CMOS开关交流性能的寄生元件。

图7.CMOS 交换机型号。

CDS= 漏源电容;CD= 漏极-栅极 + 漏极-大容量电容;CS= 源极门 + 源极大容量电容。

传递关系在下面的等式中定义，其中应用了这些假设：

源阻抗为 0 Ω

无外部负载贡献

没有来自的贡献CDS

R低音水平 << RMSB

其中：

传递方程具有许多因子，并且在某种程度上依赖于代码，因此使用以下进一步的假设来简化方程

这CDS贡献在传递方程中增加了一个零，但由于这通常发生在比极点高得多的频率下，因此RC低通滤波器是主要响应。简化方程的一个很好的近似值是：

带宽 （BW） 定义为：

哪里CL是负载电容。

BW 依赖于代码，最坏的情况是当代码处于半刻度时，数字值为 29AD512和5292的= 27AD128为5291（见附录）。图8显示了低通滤波效应与各种标称电阻和负载电容值的代码函数关系。

图8.各种电阻值的最大带宽与负载电容的关系。

应考虑PCB板的寄生走线电容，否则最大带宽将低于预期;轨道电容可以直接计算为

例如，假设FR4板材料具有两个信号层和电源/接地层，则εR= 4，轨道长度 = 3 厘米，宽度 = 1.2 毫米，层间距离 = 0.3 毫米;总轨道电容约为4 pF。

失真

THD用于量化器件作为衰减器的非线性度。这种非线性是由于内部开关及其R上随电压变化。幅度失真的夸大示例如图9所示。

图9.失真。

与单个内部无源电阻的电阻相比，开关的RON非常小，其在整个信号范围内的变化甚至更小。图10显示了一个典型的导通电阻特性。

图 10.CMOS电阻。

电阻曲线取决于电源电压轨;内部开关具有最低R上在最大电源电压下的变化。如果电源电压降低，R上变化，因此非线性增加。图 11 比较了 RON低压 digiPOT 的两个电源电平变化。

图 11.开关电阻变化与电源电压的关系

THD取决于多个因素，因此难以量化，但假设R的变化为10%上，以下等式可用作粗略近似：

作为一般规则，标称数字POT电阻越高（R罐），THD 越好，因为分母越大。

权衡取舍

失真和带宽都随着增加而降低R罐，因此不可能在不惩罚另一个规范的情况下改进一个规范。因此，电路设计人员必须选择合适的平衡点。在器件设计层面也是如此，因为IC设计人员必须平衡设计公式中的参数：

偏 置

从实用的角度来看，必须充分利用这些规格。当使用digiPOT通过容性耦合衰减交流信号时，如果信号偏置到电源的中间值，则可实现最低的失真。这意味着开关正在处理电阻特性的最线性部分。

一种方法是使用双电源，简单地将电位计接地至电源公共电源。然后，信号可以具有正负摆动。另一种方法是，如果需要单电源，或者特定的digiPOT不支持双电源，则添加VDD/2交流信号。必须在两个电阻端子上增加该失调电压，如图12所示。

图 12.单电源交流信号调理。

如果需要信号放大器，则采用双电源的反相放大器（如图13所示）优于同相放大器，原因有二：

提供更好的THD性能，因为反相引脚上的虚拟地会将开关电阻集中在电压范围的中间。

由于反相引脚处于虚拟地，游标电容CDLSB，几乎被取消以获得带宽的小幅增加（但必须注意电路稳定性）。

图 13.使用带有反相放大器的 digiPOT 进行可调放大。

附录—关于AD5291/AD5292

256/1024位数字电位计精度为1%，可编程20次

AD5291/AD5292数字电位计如图14所示，具有256/1024位分辨率。提供 20 kΩ、50 kΩ 和 100 kΩ 的端到端电阻选项，容差优于 1%，变阻器模式下的温度系数为 35 ppm/°C，分压器模式下的温度系数为 5 ppm/°C（比率）。这些器件执行与机械电位计相同的电子调节功能，但更小、更可靠。其游标位置可通过SPI兼容接口进行调整。在熔断保险丝以固定游标位置之前，可以进行无限制的调整，该过程类似于将环氧树脂放在机械修剪器上。此过程最多可重复20次（“去除环氧树脂”）。AD9/AD33采用9 V至16 V单电源或±5 V至±5291.5292 V双电源供电，功耗为8 μW。采用 14 引脚 TSSOP 封装，额定温度范围为 –40°C 至 +105°C。

图 14.AD5291/AD5292功能框图

审核编辑：郭婷