简单的运算放大器测量

运算放大器是具有差分输入和单端输出的极高增益放大器。它们通常用于高精度模拟电路，因此准确测量其性能非常重要。但在开环测量中，它们的开环增益很高，可能高达107或者更多，使得放大器输入端由于拾音、杂散电流或塞贝克（热电偶）效应而导致的非常小的电压很难避免误差。

通过使用伺服环路在放大器输入端强制零点，可以大大简化测量过程，从而使被测放大器基本上可以测量自己的误差。图1所示为采用该原理的通用电路，采用辅助运算放大器作为积分器，以建立具有极高直流开环增益的稳定环路。这些开关有助于执行以下简化图中所述的各种测试。

图1.基本运算放大器测量电路。

图1所示电路将大部分测量误差降至最低，并允许精确测量大量直流和一些交流参数。额外的“辅助”运算放大器不需要比被测运算放大器更好的性能。如果直流开环增益为100万或更多，则很有帮助;如果被测器件（DUT）的失调可能超过几mV，则辅助运算放大器应采用±15 V电源供电（如果DUT的输入失调可能超过10 mV，则需要减小99.9 kΩ电阻R3）。

DUT的电源电压+V和–V幅度相等，符号相反。当然，总电源电压为2 × V.即使采用本电路的“单电源”运算放大器，也使用对称电源，因为系统接地基准电压源是电源的中点。

作为积分器，辅助放大器配置为直流开环（全增益），但其输入电阻和反馈电容将其带宽限制在几Hz。这意味着DUT输出端的直流电压被辅助放大器的全增益放大，并通过1000：1衰减器施加到DUT的同相输入端。负反馈迫使 DUT 的输出变为地电位。（事实上，实际电压是辅助放大器的失调电压——或者，如果我们真的要一丝不苟的话，这个失调加上100 kΩ电阻中由于辅助放大器的偏置电流而产生的压降——但这离地足够近，并不重要，特别是因为测量期间该点电压的变化不太可能超过几微伏）。

测试点TP1上的电压是施加到DUT输入端的校正电压（误差幅度相等）的1000倍。这将是几十mV或更多，因此很容易测量。

理想运算放大器的失调电压为零（V操作系统);也就是说，如果两个输入连接在一起并保持在电源之间的中间电压，则输出电压也应位于电源之间的中间位置。在现实生活中，运算放大器的失调范围从几微伏到几毫伏不等，因此必须向输入施加此范围内的电压，以使输出达到中间电位。

图2显示了最基本测试的配置——失调测量。当 TP1 上的电压是其偏移的 1000 倍时，DUT 输出电压处于地电位。

图2.偏移测量。

理想的运算放大器具有无限输入阻抗，输入中没有电流流动。实际上，小的“偏置”电流在反相和同相输入（Ib–和我B+分别）;它们会在高阻抗电路中引起明显的失调。根据运算放大器类型，它们的范围可以从几飞安（1 fA = 10–15A——每几微秒一个电子）到几纳安，或者甚至在一些非常快的运算放大器中——一到两微安。图3显示了如何测量这些电流。

图3.失调和偏置电流测量。

该电路与图2的失调电路相同，只是增加了两个电阻R6和R7，与DUT输入串联。这些电阻可通过开关 S1 和 S2 短路。两个开关闭合时，电路与图2相同。当S1开路时，来自反相输入的偏置电流以Rs为单位流动，电压差增加到失调。通过测量TP1（=1000我b–×Rs），我们可以计算我b–;同样，通过关闭 S1 并打开 S2，我们可以测量我B+.如果在TP1处测量电压，S1和S2均闭合，然后均开路，则“输入失调电流”I操作系统，我之间的区别B+和我b–，由变化来衡量。使用的R6和R7的值将取决于要测量的电流。

对于 I 的值b在5 pA或更低的量级下，由于涉及大电阻，使用该电路变得非常困难;可能需要其他技术，可能涉及Ib对低漏电电容（取代R）充电的速率s).

当 S1 和 S2 关闭时，I操作系统在 100 Ω电阻中仍然流动，并在 V 中引入误差操作系统，但除非我操作系统大到足以产生大于测量 V 1% 的误差操作系统在此计算中通常可以忽略它。

运算放大器的开环直流增益可能非常高;增益大于 107不是未知的，但 250，000 到 2，000，000 之间的值更常见。直流增益的测量方法是，通过在DUT输出和S6的1 V基准电压源之间切换R5，强制DUT的输出移动已知量（图4中为1 V，但如果器件在足够大的电源上运行，则为10 V）。如果R5处于+1 V，则如果辅助放大器的输入要在零附近保持不变，则DUT输出必须移至–1 V。

图4.直流增益测量。

TP1 处的电压变化衰减为 1000：1，是 DUT 的输入，导致输出发生 1V 变化。由此计算增益很简单（= 1000 × 1 V/TP1）。

为了测量开环交流增益，需要在DUT输入端注入所需频率的小交流信号，并在其输出端测量产生的信号（图5中的TP2）。在此过程中，辅助放大器继续稳定 DUT 输出端的平均直流电平。

图5.交流增益测量。

在图5中，交流信号通过10，000：1衰减器施加到DUT输入端。低频测量需要这个大值，其中开环增益可能接近直流值。（例如，在增益为1，000，000的频率下，1 V rms信号将在放大器输入端施加100 μV，这将在放大器寻求提供100 V rms输出时使放大器饱和）。因此，交流测量通常在几百Hz到开环增益下降到单位的频率下进行，如果需要低频增益数据，则使用较低的输入幅度非常小心。所示的简单衰减器只能在高达100 kHz左右的频率下工作，即使杂散电容非常小心;在更高的频率下，需要更复杂的电路。

运算放大器的共模抑制比（CMRR）是共模电压变化引起的失调表观变化与共模电压外加变化之比。在直流时，它通常在80 dB至120 dB之间，但在较高频率下较低。

该测试电路非常适合测量 CMRR（图 6）。共模电压不施加到DUT输入端子，低电平效应可能会破坏测量，但电源电压会发生变化（相对于输入方向相同，即公共方向），而电路的其余部分不受干扰。

图6.直流共模抑制比测量。

在图6电路中，在TP1处测量失调，电源电压为±V（例中为+2.5 V和–2.5 V），两个电源均上调+1 V至+3.5 V和–1.5 V。失调的变化对应于1 V的共模变化，因此直流CMRR是失调变化与1 V的比值。

CMRR是指共模变化的偏移变化，总电源电压不变。另一方面，电源抑制比（PSRR）是失调变化与总电源电压变化的比率，共模电压在电源中点保持不变（图7）。

图7.直流磁比测量。

使用的电路完全相同;不同之处在于总电源电压发生变化，而公共电平保持不变。此处的开关电压为+2.5 V和–2.5 V至+3 V和–3 V，总电源电压从5 V变为6 V。共模电压保持在中点。计算结果也相同（1000 × TP1/1 V）。

为了测量交流CMRR和PSRR，电源电压随电压调制，如图8和图9所示。DUT继续在直流下开环工作，但交流负反馈定义了精确的增益（图中×100）。

图8.交流共模抑制比测量。

为了测量交流CMRR，DUT的正电源和负电源使用幅度为1 V峰值的交流电压进行调制。两个电源的调制是同相的，因此实际电源电压是稳定的直流，但共模电压是2V p-p的正弦波，这导致DUT输出包含交流电压，该电压在TP2处测量。

如果TP2处的交流电压的幅度为x伏峰值（2x伏峰峰值），则以DUT输入为基准的CMRR（即在×100交流增益之前）为x/100 V，CMRR是该峰值与1 V峰值的比值。

图9.交流磁比测量。

交流 PSRR 是在正电源和负电源上的交流电异相 180° 的情况下测量的。这导致电源电压的幅度被调制（在本例中，峰值为1 V，峰值为2 V p-p），而共模电压在直流时保持稳定。计算与前一个非常相似。

结论

当然，还有许多其他运算放大器参数可能需要测量，以及我们讨论过的许多其他测量方法，但正如我们所看到的，最基本的直流和交流参数可以通过一个简单的基本电路可靠地测量，该电路易于构建、易于理解且没有问题。

审核编辑：郭婷