采用0402 SMD元件的宽带偏置三通设计

作者：Ivan Soc 和 Eamon Nash

图1所示为向RF放大器提供偏置电流的典型电路。通常，RF放大器的RF输出端是主功率晶体管的漏极或集电极。虽然该节点是RF输出，但也必须提供偏置电流。该电流通常通过电感器提供（图1中的L1）。RF输出通过交流耦合电容与该直流偏置隔离（图1中的C2）。电感和交流耦合电容的这种布置通常称为偏置三通。

图1.使用偏置三通的典型RF偏置

宽带偏置三通设计具有挑战性。仔细的印刷电路板（PCB）设计以及电感器和交流耦合电容器的选择至关重要。寄生效应会显著影响性能，表现为增益响应随频率下降。

在宽带应用中，锥形扼流圈通常用作偏置电感，因为这些扼流圈相对没有谐振。然而，锥形扼流圈相对昂贵、难以安装、易碎且物理尺寸大（比较图 2 中 L1 和 C2 的相对尺寸）。

图2.使用锥形扼流圈和锥形扼流圈典型尺寸的评估板设计

本应用笔记介绍了一种宽带偏置三通设计，该设计使用0402尺寸的表贴电感器和电容（以及一个可选的0805尺寸元件）为HMC994APM5E、直流至28 GHz砷化镓（GaAs）、拟态高电子迁移率晶体管（pHEMT）、单芯片微波集成电路（MMIC）、功率放大器提供宽带漏极偏置。虽然设计侧重于HMC994APM5E，但元件和设计方法适用于其他宽带放大器。

HMC994APM5E评估板设计，集成偏置三通

HMC994APM5E（EV1HMC994APM5）的默认客户评估板不提供板载漏极偏置。提供RF输出的漏极电流和交流耦合需要一个外部连接器偏置三通。请注意，Marki微波BT2-0040用于表征HMC994APM5E。图4显示了HMC994APM5评估板的修订示意图，其中包括一个表面贴装宽带偏置三通电路。这款 2 层板使用 10 密耳罗杰斯 4350B。顶板层的布局如图11所示（Gerber文件可应要求从ADI公司获得）。

该电路的默认工作条件如下：

VDD= 10 V

VGG1 ≈ −0.5 V

VGG2 = 3.5 V

静态漏极电流（IDQ） = 250 mA

在设计漏极偏置网络时，必须考虑最大漏极电流（IDD），该电路应绘制时存在RF。我DD值直接影响基于最大额定电流的电感选择。图 3 显示 IDD与HMC994APM5E在不同频率下的RF输出功率相比。

图3.HMC994APM5E IDD与不同频率下输出功率的关系

在本例中，工作目标高达22 GHz，最大输出功率为29 dBm。基于此，目标最大值IDD电路必须支持的值定义为310 mA。

电路的原理图和频率响应分别如图4和图5所示。

图4.HMC994APM5E评估板原理图，采用表面贴装偏置三通，推荐器件，工作频率范围为10 MHz至22 GHz

图5.HMC994APM5E的增益和输出回波损耗与频率的关系，应用电路如图4所示

虽然HMC994APM5E的额定工作频率高达28 GHz，但图4所示的表面贴装偏置三通电路将工作频率限制在约22 GHz，22 GHz以上的增益滚降证明了这一点，如图5所示。

宽带偏置电路由三个表面贴装电感器、一个输出交流耦合电容器以及一个RF和电源去耦网络组成。

电感L1对于实现高频工作至关重要。各种布局实验已经确定，当L1直接触碰到RF走线上时，可以实现最佳性能（参见图11所示的布局）。

电感L2也是一个关键元件，必须尽可能靠近L1放置，因为走线越长，电感和电容就越大。电感L2减轻了电感L1和PCB相互作用引起的谐振。

电感L3仅在需要工作频率为100 MHz或以下时才需要。否则，可以省略 L3。

所有三个电感的选择基于所需的工作频率范围、自谐振频率和最大额定电流。

铁氧体磁珠的电容寄生效应低于陶瓷电感，尤其是在高频下。因此，确保L1和L2是具有高谐振频率的铁氧体磁珠，并且L1和L2在其最大额定电流上有足够的裕量。

输出交流耦合电容，C外，对于实现高频操作也至关重要。电容器的最大额定电压也是一个关键考虑因素。由于该电容器本质上是隔直电容器，因此电容器两端的电压与施加的直流偏置电压大致相同。在这种情况下，使用 VDD等于 10 V，选择最大额定电压为 16 V 的电容器是合适的。

旁路电容 C12 和 C13 以及去 Q 电阻 R2 和 R3 可减少来自 PCB 的 RF 耦合并滤除电源噪声。通常，较小电容的位置更靠近放大器。

De-Q电阻有时可用于消除由RF和电源去耦电容以及PCB布局引起的谐振。通常，de-Q电阻值是通过实验确定的。在某些情况下，de-Q电阻会降低性能。因此， 在PCB设计中包含焊盘是一种很好的做法.如果确定de-Q电阻的存在是不必要的或有害的，则可以在焊盘上放置0 Ω电阻。

RF输出走线必须保持50 Ω的特性阻抗，使用接地共面波导（GPWG）实现，具有适当的走线尺寸和距离，相邻接地层上的接地过孔。

以下各节重点介绍该宽带偏置三通电路各个元件的设计和元件选择。

设计射频和电源去耦网络

本节探讨de-Q电阻（R2和R3）和旁路电容（C12和C13）的影响。

去耦元件（R2、R3、C12和C13）可降低RF耦合并滤除电源噪声。R2和R3是去Q电阻，可减少PCB和去耦电容之间相互作用引起的频率毛刺。

图6显示了宽带表面贴装偏置三通的电路细节，重点是R2、R3、C12和C13。

图6.宽带偏置三通电路的电路细节（R2、R3、C12 和 C13 焦点），如图 3 所示

本应用纪要考虑了表1中详述的三种情况。旁路电容（C12和C13）和de-Q电阻（R1和R2）是变化的，而网络中其他组件的值保持不变，如下所示：

C外= 0.1 μF （ATC 560L104YTT）

L1 = L2 = 56 nH （0402DF-560XJR）

L3 = 1 μH （0805LS-102XJLB）

图7和图8显示了由此产生的低频和高频响应。

图7.旁路电容和De-Q电阻效应，低频响应

图8.旁路电容和De-Q电阻效应，高频响应

案例3显示，R3 = 340 Ω，R2 = 0 Ω，C12 = 100 pF，C13 = 10 nF，显示了高达22 GHz的最佳整体频率响应（见图8），其中包括可能有用的轻微正增益斜率与频率的关系。案例3表明，将R3设置为340 Ω可改善低频性能（见图7），消除了12 MHz时频率响应的显著下降，这种情况在案例2中出现，其中R3 = 0 Ω。因此，对于所有后续实验，使用这些de-Q电阻值（R3 = 340 Ω和R2 = 0 Ω）。

不使用电源去耦电容器的案例1显示出良好的性能，甚至可以将高频带宽扩展到24 GHz。但是，增益响应确实在大约500 MHz时有所下降。此外，在该电路中放弃使用RF和电源去耦电容是不切实际且有风险的。因此，不建议使用此实现。

电感对频率响应的影响

低频偏置电感器 （L3）

图9显示了以L3为重点的宽带表面贴装偏置三通网络的电路细节。仅当需要低于 100 MHz 的工作时，才需要 L3。否则，可以省略 L3。

图9.宽带集成偏置三通（L3焦点）的电路细节，如图1所示

L3的选择基于所需的频率响应（10 MHz至22 GHz）和最大电流要求（IDD= 310 mA）。在这种情况下，选择了0805尺寸的元件，以满足频率和电流额定目标规格。

比较了四种情况，详见表2。L3 是变化的，而所有其他分量值保持不变，如下所示：

COUT = 0.1 μF （ATC 560L104YTT）

L1 = L2 = 56 nH （0402DF-560XJR）

C12 = 100 pF （CC0402JRN-PO9BN101）

R3 = 340 Ω （ERA-2AEB3400X）

C13 = 10 nF （TDK_C1005X7S2-A103K050BB）

R2 = 0 Ω （ERJ-2GE0R00X）

图10显示了这四种情况下产生的低频响应。

图 10.L3电感的影响，低频响应

元件的选择取决于所需的最低工作频率和必须支持的最大电流。就最低可用频率而言，情况1（其中L3 = 1 μH）给出了最佳结果。但是，这款1 μH电感的最大额定电流在评估的四个器件中最低（建议最大电流为350 mA，假设制造商建议的最大值裕量为30%）。

相比之下，不使用L3的情况4给出了大约100 MHz的最高最低工作频率。

案例 2 和案例 3 提供了这些极端之间的折衷方案。L3 = 0.47 μH 时，可在低至 20 MHz 的频率下工作，最大电流为 504 mA。L3 = 0.11 μH 时，最大电流为 1400 mA 时，工作频率可低至 60 MHz。L1 和 L2 的默认值可以支持 840 mA 的最大电流，假设其指定最大值的裕量为 30%。

表 2 显示了所有四种情况，包括元件值、产品编号以及这些元件值的相关最大额定电流。在所有情况下，建议的最大电流都比制造商指定的最大电流低 30%。

高频偏置电感器（L1 和 L2）

本节探讨与L1电感串联的第二个电感L2的影响，并提供10 MHz至20 GHz、10 MHz至22 GHz和12 GHz至28 GHz的工作解决方案。

将L2与L1串联可减轻L1和PCB之间相互作用引起的谐振。L1 必须触及 RFOUT 迹线，并且为了有效，请将 L2 放置在尽可能靠近 L1 的位置。图11和图12显示了带有板载表面贴装偏置三通的改进型HMC994APM5E评估板顶层的布局和照片。

图 11.采用板载偏置三通的改进型HMC994APM5E评估板顶层布局

图 12.带有板载偏置三通的改进型HMC994APM5E评估板顶层照片

本节比较了两种情况。首先将性能与设置为 56 nH （0402DF-560XJR） 的 L2 进行比较。然后，L2 设置为 0 Ω。所有其他组件值保持不变，如下所示：

C外= 0.1 μF （ATC 560L104YTT）

L1 = 56 nH （0402DF-560XJR）

L3 = 1 μH （0805LS-102XJLB）

C12 = 100 pF （CC0402JRN-PO9BN101）

R3 = 340 Ω （ERA-2AEB3400X）

C13 = 10 nF （TDK_C1005X7S2-A103K050BB）

R2 = 0 Ω （ERJ-2GE0R00X）

图13和图14显示了由此产生的低频和高频响应。将L2设置为56 nH（0402DF-560XJR）并等于L1值对高频响应有重大影响（见图14）。小增益峰值在大约9.5 GHz时趋于平坦，并将大谐振从大约19.5 GHz推至24.5 GHz。

图 13.增加第二个电感L2与电感L1串联的影响，低频响应

图 14.增加第二个电感L2与电感L1串联的影响，高频响应

通过设置 L1 = L2 = 56 nH 并使用图 15 所示的其他分量值，可实现 10 MHz 至 22 GHz 的宽带响应。

图 15.宽带集成偏置三通的电路细节（L1和L2焦点）

56 nH电感器的建议最大额定电流为840 mA（假设制造商建议的裕量为30%）。但是，1 μH L3电感器推荐的最大电流为350 mA。因此，L3是电路可以支持的最大电流的限制因素。如前所述，如果不需要低于10 MHz的工作，则可以省略L3，以便支持更高的电流。

在需要更大偏置电流的情况下，可以改变L3值（见表2），但代价是较低频率下的增益滚降（见图10）。

通过将L1从56 nH（0402DF-560XJR）更改为20 nH（0402DF-200XJR），带宽可以扩展到28 GHz，但代价是增益滚降低于11 GHz（参见图16和图17）。

图 16.增益比较解决方案 10 MHz 至 22 GHz 与 12 GHz 至 28 GHz 当 L1 从 56 nH 更改为 20 nH 时

图 17.增益和输出回波损耗比较解决方案 10 MHz 至 22 GHz 与 12 GHz 至 28 GHz （L1 从 56 nH 更改为 20 nH） 时

图18所示电路表示12 GHz至28 GHz的宽带偏置三通解决方案，推荐最大电流限值为840 mA，包括30%的裕量。由于低频响应并不重要，因此可以去掉L3（或用0 Ω电阻代替）。

图 18.推荐工作频率范围为 12 GHz 至 28 GHz 的电路

输出交流耦合电容对频率响应的影响

改变 C 的影响外本节将探讨电容器。C外对于保持宽带频率响应至关重要。该电容器还必须具有能够支持应用偏置电压的额定电压。在这种情况下，HMC994APM5E具有VDD偏置电压为10 V.假设有一定的裕量，则C的额定电压至少为16 V外是合适的。

该电容的插入损耗也很重要，因为这种损耗直接影响电路的总增益。

图19显示了以C为重点的宽带表面贴装偏置三通的电路细节外.

图 19.宽带集成偏置三通的电路细节（COUT焦点）

审查了两个案例。频率响应由两个不同的0.1 μF输出耦合电容测量，即美国技术陶瓷公司（ATC）的560L104YTT和无源增强公司（PPI）的0402BB103。这些电容器的最大额定电压分别为 16 V 和 50 V。

所有其他组件值都设置为其默认值，如下所示：

L1 = L2 = 56 nH （0402DF-560XJR）

L3 = 1 μH （0805LS-102XJLB）

C12 = 100 pF （CC0402JRNPO9BN101）

R3 = 340 Ω （ERA-2AEB3400X）

C13 = 10 nF （C1005X7S2A103K050BB）

R2 = 0 Ω （ERJ-2GE0R00X）

图20和图21显示了这两种情况之间的增益和输出回波损耗响应比较。

当使用ATC电容时，该电路在所有频率下表现出略平坦的频率响应和相同或更高的增益。

图 20.C 的增益与频率的关系外= ATC 560L104YTT 和 C外= PPI 0402BB103

图 21.C的增益和输出回波损耗与频率的关系外= ATC 560L104YTT 和 C外= PPI 0402BB103

分立式表面贴装偏置三通电路与连接器外部偏置三通的性能比较

本节将默认的表面贴装偏置电路与使用连接器外部偏置三通时获得的性能进行比较（Marki Microwave BT2-0040）。

图22显示了表面贴装偏置三通电路的原理图，该电路可提供10 MHz至22 GHz的平坦频率响应。

图 22.宽带集成偏置三通的电路细节

图23、图24和图25显示了以下两种情况的增益、输出回波损耗响应和输入回波损耗比较：

分立式表面贴装偏置三通

带插拔损耗的连接器外部偏置三通

图 23.分立表面贴装偏置三通与连接器外部偏置三通的增益与频率比较

图 24.分立表面贴装偏置三通与外部连接器偏置三通的增益和输出回波损耗与频率比较

图 25.分立表面贴装偏置三通与外部连接器偏置三通的输入回波损耗与频率比较

结论

由于良好的PCB设计和适当的元件选择至关重要，因此使用表面贴装元件的分立宽带偏置三通电路设计具有挑战性。元件选择涉及多个考虑因素，例如器件带宽以及最大电压和电流额定值。

如本应用笔记所述，不同的元件会影响低频或高频响应。L1和L2电感以及COUT交流耦合影响高频响应，而L3电感影响低频响应。需要C12和C13旁路电容以及R2和R3去Q电阻来限制RF耦合和滤除电源噪声。虽然始终需要电源去耦电容，但de-Q电阻的存在会增强或降低性能。因此， 反复试验是必要的， 并且很有用， 为这些组件添加额外的PCB焊盘.

确保L1和L2是铁氧体磁珠，因为它们在高频下的寄生效应低。

该 C外交流耦合电容必须具有宽带频率响应。其额定电压必须大于 VDD偏置电压。通常，根据最大电流和最大额定电压选择组件时，假设裕量为30%，即组件看到的最大电流或电压必须比制造商建议的最大值低30%。

与基于锥形扼流圈的偏置电感器相比，分立式表面贴装电路将更便宜，物理脆弱性更低。

表4总结了L1、L2和L3变化的电路，以及相关的频率范围和达到的最大额定电流。对于所有这些情况，使用相同的电源去耦网络（即R2 = 0 Ω，R3 = 340 Ω，C12 = 100 pF和C13 = 10 nF）。表 5 列出了所用所有组件的制造商的产品编号。

审核编辑：郭婷