低噪声负电压电源的新拓扑结构

作者：Jon Kraft and Steve Knoth

精密仪器仪表或射频（RF）电路中的噪声必须最小化，但由于这些系统的性质，降低噪声会带来许多挑战。例如，这些系统通常必须在宽输入电压下工作，同时满足严格的电磁干扰（EMI）和电磁兼容性（EMC）要求。此外，系统挤满了电子设备，使其空间受限且对热敏感。集成电路（IC）的复杂性日益增加，导致这些系统所需的电源电压轨数量增加。生成所有这些电源轨，满足上述要求，并保持整个系统的低噪声可能令人生畏。

ADI公司为产生低噪声电源提供了多种解决方案。这些解决方案中的大多数设计用于产生正电压轨，用于产生负电压的专用IC较少。当负电压需要为低噪声器件供电时，例如RF放大器、开关和数据转换器（ADC和DAC），这可能特别有限。

在本系列文章的第1部分中，我们将介绍一种从正电源产生这种低噪声负电源轨的新方法。它首先要大致了解负电源轨通常是如何产生的以及它们的使用位置。然后，在介绍交错式反相电荷泵（IICP）拓扑之前，我们将讨论标准反相电荷泵。IICP的输入和输出电压纹波的简短推导强调了其在低噪声系统方面的独特优势。

本系列的第2部分给出了使用ADI公司新型ADP5600实现IICP的实际示例。我们首先通过测量电压纹波和辐射发射，将该器件与标准反相电荷泵进行比较。然后，我们使用第1部分中的公式来优化IICP性能，并开发为低噪声RF电路供电的完整解决方案。

传统的负电压产生方法

为了产生负电压，通常采用以下两种方法之一：使用电感式开关稳压器或使用电荷泵。电感开关使用电感器或变压器产生负电压。这些磁性转换器拓扑的示例包括：反相降压、反相降压-升压和 Ćuk。在解决方案尺寸、成本、效率、噪声产生和控制环路复杂性方面，每种方法都有其自身的优缺点。1, 2通常，基于磁性元件的转换器最适合需要更高输出电流（> 100 mA）的情况。

对于需要小于100 mA输出电流的应用，电荷泵正负（反相）DC-DC转换器可以非常小，并且由于不需要电感器或控制环路，因此具有低EMI。它们只需要通过开关在电容器之间移动电荷，将产生的电荷提供给输出。

由于电荷泵不使用磁性元件（电感器或变压器），因此它们的EMI通常低于电感开关拓扑。电感器往往比电容器大得多，非屏蔽电感器通过广播辐射发射来充当天线。相比之下，电荷泵中使用的电容产生的EMI不会比典型的数字输出多。它们可以很容易地以短走线布线，以减少天线面积和电容耦合，从而降低EMI。

表1比较了基于电感的开关稳压器和开关电容反相拓扑。

特征	基于电感的开关稳压器	开关电容电压转换器
设计复杂性	中到高	低
成本	中到高	低至中度
噪声	低至中度	低
效率	高	低至中度
热管理	最好	中等到良好
输出电流	高	低
需要磁性元件	是的	不
局限性	规模和复杂性	V在/V外率

传统反相电荷泵

传统反相电荷泵的配置如图1所示。

图1.反相电荷泵原理图。

输出阻抗，R外，电荷泵定义为电荷泵机制从输入到输出的等效电阻。通过测量输入输出电压差并除以负载电流得出：

其中 GAIN = –1 表示反相电荷泵。

或者，等效输出电阻可以计算为开关频率、开关电阻和反激电容尺寸的函数，通常简化为：

哪里

是四个开关电阻的总和。

四个开关中的每一个都以相同的频率工作，fOSC，并且它们在切换周期 T 的一半内处于打开状态，其中 T = 1/fOSC.根据开关周期的两半，操作可以分为两相，如图2所示。

图2.每个操作阶段的反相电荷泵。

图3.反相电荷泵的时序图。

图3给出了电荷泵工作各阶段的电压和电流。在阶段 1 中，S1 和 S2 关闭，S3 和 S4 打开。这会将跨接电容器 （CFLY） 充电至 +V 电压在.在第 2 阶段，来自 C 的能量飞通过打开 S1 和 S2 并关闭 S3 和 S4 放电到输出中。两个不同的工作阶段意味着不连续电流流入C飞从 V在，并且不连续电流从 C 流出飞成 C外.这会导致 C 上的电压纹波在和 C外，可以计算：

求解输出电压纹波可得到：

同样，输入电压纹波为：

公式4和公式5说明，对于标准反相电荷泵，电压纹波是开关频率和输入（或输出）电容的函数。更高的频率和更高的电容在1：1的关系中减少了这种纹波。然而，增加频率存在实际障碍：即增加芯片的电流消耗，从而降低效率。

同样，成本和PCB面积通常会限制反相电荷泵的最大输入和输出电容。另请注意，反激电容在电荷泵的电压纹波中起不到任何作用。

为了减少纹波，可以在电荷泵周围构建输入和输出滤波器，但这又增加了电荷泵的复杂性和输出电阻。然而，这些问题可以通过对标准反相电荷泵逆变器的新改进来解决：交错式反相电荷泵（IICP）。

交错式反相电荷泵 （IICP）

相位交错广泛用于电感开关稳压器（即多相操作），以减少输出电压纹波。3理论上，以正好50%占空比交错的两相降压转换器产生0 mV的输出电压纹波。当然，稳压降压转换器的占空比随输入和输出电压而变化，因此只有当V时才能实现50%的情况在= 2 V外.电荷泵通常正好以50%的占空比工作，因此考虑交错式电荷泵逆变器很有趣。

当芯片上需要非常低的电流负轨时，有时会在IC中使用交错电荷泵，但目前还没有商用专用的IICP负相DC-DC转换器。IICP的结构需要两个电荷泵和两个跨接电容器。第二个电荷泵与第一个电荷泵异相 180° 操作开关。让我们看一下IICP的设置和输出纹波，并重点介绍如何优化其性能。设置如图4所示，时序图如图5所示。

图4.交错式反相电荷泵。

图5.交错式反相电荷泵的时序图。

在振荡器的每一相中，其中一个跨接电容器连接到V在另一个连接到V外.乍一看，人们可能会认为增加第二个电容器只会将电压纹波降低一半。但是，这是一种不准确的过度简化。事实上，输入和输出电压纹波可能远小于标准逆变器，因为电容器总是从输入充电并向输出放电。从IICP输出电压纹波的推导中可以更好地理解这一点。

IICP 输出电压纹波推导

由于IICP始终有一个跨接电容向输出提供电流，因此可以简化其输出级，如图6所示。

图6.简化的 IICP 输出级。

此外，IICP的输出电阻（如公式1中所定义）可由下式近似计算：

哪里

是开关电阻的总和。

将电流相加为 I负荷，我们到达：

其中 dt 等于开关周期的四分之一（T/4 或 1/（4 × fOSC)).输出电压纹波，∆V外，是 dV外和 V中联利（t） 是 C 两端的电压差飞.我们可以合理地假设输出电压纹波相对于跨接电容器电压纹波很小。然后计算∆V外，我们需要了解V中联利从图 6 中，请注意 I飞等于通过开关上两个的电流。这些开关中的每一个都有 R 的电阻上.因此：

求解V的微分方程中联利（t），必须知道至少一个初始条件。这种情况可以通过检查图 5 中的时序图来发现。请注意，从 t = 0 到 t = T/4，两个 C飞电容器向 I 提供电流负荷并收取 C外.然后，从 t = T/4 到 t = T/2，C飞和 C外有助于输出负载电流。因此，在 t = T/4（类似地 t = 3/4 T）处，对 I 的贡献负荷从 C外正好是 0。因此，此时此刻，我负荷等于 I飞和 V 的电压中联利由以下人员给出：

使用等式8和等式9，我们可以微分求解V中联利（t）：

查找 V 中的增量中联利对于等式 7，取两个点（例如，t = 0 和 t = T/4），并为每个点求解等式 10。结果简化为：

结合等式11和等式7，求解∆V外给：

公式12的影响最初可能并不明显。首先通过考虑理想开关（R上= 0 Ω).这样做会使第二项几乎为零，只留下第一项。第一项与标准反相电荷泵纹波非常相似（公式4），但IICP的双飞接电容使分母增加了2×。两倍的电荷泵产生一半的纹波。这个结果与直觉是一致的。

然而，等式12的重要部分在于后半部分。注意第二项的减号，表示该部分降低了输出电压纹波。关注开关电阻（R上）和跨接电容器（CFLY）。在标准反相电荷泵中，这些术语在降低输出电压纹波方面没有任何作用。但在IICP中，开关电阻的作用是平滑充电和放电电流。双飞接电容器允许这种充电/放电动作不间断地发生。

输出电压纹波确认

我们可以使用电路仿真来检查公式12的精度以及用于推导公式12的假设的有效性。使用LTspice可以轻松实现这一点。该仿真的原理图如图7所示，该文件可供下载。®

对各种条件进行了比较，结果摘要见表2。

V在（五）	我负荷（毫安）	fOSC（千赫	C外（微法）	C飞（微法）	R上(Ω)	V外纹波 （mV）
						方程	LTspice
10	50	1000	4.7	2.2	2	0.038	0.038
5	100	1000	4.7	2.2	2	0.076	0.075
5	50	1000	1	1	2	0.393	0.390
5	50	1000	1	1	3	0.261	0.260
7.8	37	532	2.4	0.5	4	0.430	0.425
5	100	1000	10	2.2	3	0.024	0.024
5	50	200	4.7	1	10	0.418	0.415
12	50	500	10	1	10	0.031	0.033
12	20	500	4.7	1	3	0.089	0.089

表2显示，公式12与仿真非常吻合，验证了简化方程时所做的假设。现在，我们可以使用该等式在 IICP 实现中进行权衡。

比较IICP和标准电荷泵之间的电压纹波也很有启发性。在本系列的第 2 部分中，我们将展示这些差异的台架测试数据。但就目前而言，图8中的LTspice模型可以说明输出电压纹波的差异。

图7.LTspice中的交错式反相电荷泵。

图8.IICP与常规电荷泵的输出电压纹波：V在= 12 V， I负荷= 50 mA， C飞= 2.2 μF， C外= 4.7 μF， R上= 3 Ω.为了使比较与常规电荷泵公平，其R上减半，CFLY翻倍。

IICP 拓扑优化

推导出IICP方程并证明其有效性后，有两个主要结论：对于IICP，开关电阻（R上） 降低输入和输出电压纹波，这是预期的结果。相反，在标准反相电荷泵中，开关电阻是完全不需要的，因为它增加了R外电荷泵，并且不会降低纹波电压。事实上，我们可以通过放置一个与反激电容串联的电阻来进一步增加开关电阻。这为我们提供了一个旋钮来减少输入和输出电压纹波，但代价是电荷泵电阻增加。我们将在本系列的第 2 部分中讨论 IICP 的用例时进一步探讨此旋钮。

其次，跨接电容器的值及其与C的比率外，可以进行优化以进一步优化纹波。例如，在小型封装中可能很难找到较大的输出电容值，并且在较高电压下电容会显著降额。但是通过减少C外，然后增加 C飞，可以获得相同的输出电压纹波，以获得更可达到的电容值。例如，代替 C飞= 1 μF 和 C外= 10 μF，如果它们都设置为2.2 μF，则获得几乎相同的输出电压纹波。与10 μF/25 V电容相比，2.2 μF/25 V电容采用小型封装更容易获得。第 2 部分中的示例应用程序对此进行了探讨。

结论

交错式反相电荷泵拓扑的两部分系列的第1部分到此结束。本部分介绍IICP拓扑背后的一般概念，包括输入/输出电压纹波计算。通过推导控制输入/输出纹波的方程，可以深入了解如何优化IICP解决方案的性能。

在本系列的第2部分中，我们将介绍ADP5600，这是一款适用于IICP拓扑的集成解决方案。我们测量其性能，并与标准反相电荷泵进行比较。最后，我们将所有这些结合在一起，为低噪声相控阵波束成形解决方案提供动力。

审核编辑：郭婷