高中频采样使宽带软件定义无线电触手可及

多波段雷达和电子战 （EW） 应用对宽带、高动态范围、敏捷频谱监测具有很高的价值。越来越高的采样速率数据转换器允许对无线电前端进行架构更改，从而缩小尺寸、重量、功耗和成本（SWaP-C），保持性能，并向软件可编程通用硬件发展。我们将解释使这个宽带软件定义无线电时代有望改变电子战和多频段雷达架构的技术进步。

讨论遵循一系列频率规划数据，这些数字显示了先进的数据转换器技术所支持的改进宽带频谱扫描方法的进展。该示例是 500 MHz 至 18+ GHz EW 数字接收器。注释图显示了给定方法为什么需要频率规划，以及什么允许在保持动态范围的同时连续改进SWaP-C和灵活性。在改进方案的过程中，您将看到接收器RF图像变得更容易寻址，从而实现软件定义的灵活性。对可调谐预选以杀死多音IMD2的需求不会随着该方法而改变，即使直接采样变得越来越广泛，未来仍将是关键需求。

昔日的光谱传感

不久前，业界领先的数字接收器采用AD9467等数字数据转换器，在高动态范围内覆盖高达几百MHz的瞬时带宽（iBW）。它们以远低于1 GSPS的速度采样，带宽以直流（零中频，也称为ZIF）为中心或以中频偏移（射频直接采样）为中心。ZIF需要IQ调制器和解调器以及正交纠错（QEC）来实现镜像抑制。1,2雷达和电子战应用通常需要宽iBW和高镜像抑制。由于iBW超过几百MHz，因此很难实现实现可接受的镜像抑制的QEC，而按照当今的电子战和雷达标准，iBW的要求不高。这就是为什么高性能、高带宽的多频段雷达和电子战更喜欢在第一和第二奈奎斯特区对宽iBW进行后一种RF直接采样。

为了覆盖奈奎斯特区以外的频谱，RF调谐器使用扫描本振（LO）混频器将iBW滑动块的频率转换为与数据转换器直接采样区匹配的固定IF。图1是馈入低采样速率数据转换器的典型双频转换低中频接收器的框图。这些接收器具有高动态范围。

图1.用于低中频数字接收器的双混频器频率转换。

图2是使用图1中的低IF方案采用的频率规划。与数字数据转换器一样，RF调谐器需要高RF镜像抑制，以避免信号模糊、杂散和噪声。单RF混频调谐器方法（红色x）不符合镜像抑制要求，因为IF频率太低，无法在所需频段（绿色）和镜像频段（红色）之间留出足够的间距。分离不充分使得所需的RF输入滤波器无法（或不切实际，即太大和/或昂贵）。因此，采用双混频器两级频率转换，通常称为超外差接收器。输入RF的频率转换为中高IF，比最终的直接采样IF高几GHz。高中频经过RF滤波，频率再次转换到最终IF，在那里直接采样。这种方法允许现实的高性能RF滤波器满足镜像抑制要求。这些RF滤波器在SWaP-C帕累托系统中处于较高位置。

需要RF预选器滤波（图2，黄色）来缓解多阻断因子引起的IMD2杂散（即F2 − F1和F2 + F1）。IMD2 缓解的要求与图像问题无关，但前端过滤通常可以同时解决这两个问题。

图2.使用窄带超外差调谐的旧光谱扫描。

当今光谱传感 （MxFE）

今天的宽带光谱传感方法在过去的日子里得到了改进。得益于ADI公司的混合信号前端（MxFE），ADC采样速率足够高，您可以在前面提到的第一个混频器之后对中间高IF进行直接采样。因此，在当今采用MxFE的宽带接收器中，RF调谐器通常不需要双混频器级。第二个奈奎斯特IF直接采样的频率足够高，允许所需输入RF频段和图像频段的足够频率间隔，以便可实现的RF滤波器可以完成这项工作。图3显示了当今的单混频器方法，频率规划如图4所示。®

图4.当今的频谱扫描方法，将宽带单混频器调谐到6 GSPS ADC的MxFE采样中。混频器低边带翻转为直接采样带，并使用LO进行扫描。

如今，SWaP-C 的最大节省来自于消除了混频器、RF 放大器、滤波器和其他组件的整个频率转换级。当今更高IF能力的另一个SWaP-C优势是，直接采样现在可以覆盖大部分LF至5.5 GHz。因此，您并不总是需要一个覆盖低至 2 GHz 的 RF 调谐器。在很多情况下，您可以使用 5 GHz 至 18 GHz RF 调谐器。将调谐器的下限从2 GHz转移到5.5 GHz似乎很小，但意义重大，因为它简化了滤波、频率规划和所需的LO范围。需要注意的是，您仍然需要弄清楚如何弥补第一和第二奈奎斯特之间的差距，在6 GSPS ADC中，奈奎斯特大约为2.7 GHz至3.3 GHz。另一个考虑因素是需要开关或可调谐ADC抗混叠RF滤波器，以便在第一和第二奈奎斯特操作之间切换。

RF滤波器在系统SWaP-C帕累托中保持较高电平，因为它们：

高性能，需要低IL、平通带和陡峭的剔除裙

大型，在氧化铝等高 Q 陶瓷上使用分布平面几何形状

仍然需要很多

仍然需要亚倍频程RF预选器，但要求可能会放宽，允许不太激进的滤波。好处是直接信号链不使用RF混频器，这应该可以提高IP2。

总结一下当今的方案，高中频下的宽带奈奎斯特采样通过消除整个RF混频器级来改善SWaP-C和iBW。然而，它仍然需要大量分立式MMIC排列在特定应用产品线中，以及大量的高Q值平面滤波器和结构。因此，仍然需要昂贵、复杂的调谐器来驱动痛苦的SWaP-C交易（见图8）。SWaP-C仍在寻求变革性的飞跃，它即将到来。

近期的光谱传感

展望未来，更高的采样速率数字数据转换器将使我们越过临界点，以最小的SWaP-C获得完全软件定义的宽带无线电。如今，许多公司已经销售了10GHz的高速数据转换器，但买家要注意：密切关注多阻塞器动态范围。为了使高RF直接采样数据转换器能够转换雷达和电子战，必须保持其窄带前代产品的出色动态范围。随着采样率和iBW的提高，保持出色的噪声和线性度（即动态范围）是困难的，并且依赖于无数的架构考虑因素。这就是ADI与竞争对手的不同之处。

下一代更高采样速率的数据转换器将允许对前面提到的当今MxFE方案进行许多架构改进。我们认为以下三个因素最为重要：

直接RF采样更高的IF，将所需波段和镜像带分开得足够远，从而使用Q值较低的可调谐MMIC滤波器就足够了。在第二奈奎斯特中引导采样的 MxFE 能力最高约为 6 GHz。 ADI公司的下一代高速数字数据转换器将显著扩展这一覆盖范围，由此带来巨大的收益。3

现在，您终于消除了平面高Q值陶瓷滤波器，这节省了大量的SWaP-C。

RF滤波器从固定（每个用例都有一组自定义滤波器）到可调谐。这意味着可以通过软件对单宽带硬件配置进行编程，以优化许多用例中许多客户频率方案的正确性能交易。

从低频到毫米波 （mmW） 的直接射频采样，奈奎斯特间隙除外。在这个直接采样区，您一边进行数字调谐，一边引导RF可调谐滤波器敲低IMD2诱导阻塞信号。雷达中常见的非连续多频段系统可能会消除RF混频器并避免奈奎斯特区之间的间隙。在这种情况下，框图进一步简化到图5所示，直接RF采样雷达和数字波束成形起飞。需要连续频谱覆盖的系统（在电子战中很常见）仍然需要一个RF混频器级来覆盖第一和第二奈奎斯特区之间的间隙，因此框图看起来更像图3。尽管如此，由于前面提到的原因，SWaP-C的减少还是实现了。

广泛的片上可编程数字信号处理（DSP）功能，可处理高速宽带数据流。4,5负责处理数字转换器数据有效负载的下游FPGA是系统中尺寸、功耗和成本最差的瓶颈。在数据转换器芯片上实现多样化、灵活的DSP可以提高能效，并释放外部FPGA资源用于更高级别的任务特定算法，或者允许更小、更便宜、更冷的FPGA类别。

图5.直接射频采样数字接收器。

为了说明频率规划的优势，图6和图7显示了一种EW方案，可提供高达44 GHz的连续频谱覆盖，ADC的时钟频率为18 GSPS。第一个奈奎斯特射频直接采样覆盖低频 - 8 GHz。奈奎斯特间隙为8 GHz至10 GHz，第二次奈奎斯特RF直接采样覆盖10 GHz至16 GHz。RF调谐器通过将7 GHz至11 GHz翻转为2 GHz至6 GHz的IF，覆盖奈奎斯特间隙和频带重叠。混频器的输入端需要可调谐带通。LPF 拒绝映像，HPF 拒绝 IF 馈通。

图6.明天的光谱扫描覆盖了奈奎斯特1号和奈奎斯特2号之间的间隙。

RF调谐器还覆盖ADC RF直接采样范围之外的更高频率，如图7所示。在本例中，10 GHz至14 GHz的高IF采样将镜像带推得足够远，以便较低Q MMIC可调谐滤波能够实现所需的镜像抑制。从信号链中消除了高SWaP-C固定滤波。

图7.明天的光谱扫描使用调谐器覆盖毫米波。

使用RF调谐器的另一个优点是增加了灵活性。您尝试引导采样的频率越高，ADC的噪声和线性度可能会降低，或者您可能更喜欢某些没有HD2和/或HD3的ADC频率区域。如果与直接RF采样相比，使用RF调谐器可以获得更好的性能，则运行时软件决策可以即时切换模式。

尽管频率规划和滤波有所简化，但对预选亚倍频程滤波的需求将一直延续到未来，并且只能通过对数据转换器和RF调理路径的IP2改进来提供帮助。例如，宽带RF放大器继续提高IP2性能，并将从几百MHz到20 GHz接近OIP2 = 50 dBm。

尺寸比较

我们可以期望在明天的接收器前端实现什么尺寸优势？我们估计典型的接收器射频链从今天的名片大小到明天的邮票。这减少了 90% 的尺寸。

为了达到这个尺寸断言，我们对典型接收器所需的元件面积求和，并添加50%至65%的元件填充因子，以考虑无源元件、走线、壁和挡板。我们对下一代接收器前端也做了同样的事情，它将芯片上的所有功能模块集成到集成的下变频器中。每个混频器的可调谐LO相同。假设如表 1、表 2 和表 3 所示。

射频链	长（毫米）	宽（毫米）	面积（毫米2)
预选器，亚八度	40	25	1000
数字步进衰减器	4	4	16
射频放大器	4	4	16
BPF	5	10	50
搅拌机	4	4	16
BPF	5	10	50
射频放大器	4	4	16
射频放大器	4	4	16
BPF	5	10	50
搅拌机	4	4	16
BPF	5	10	50
射频放大器	4	4	16
数字步进衰减	4	4	16
射频放大器	4	4	16
抗锯齿 BPF	5	10	50
拖把			91
苔藓			91
组件总数			1576
填充因子			0.35
总射频前端			4503

射频链	长（毫米）	宽（毫米）	面积（毫米2)
PLL-VCO	7	7	49
TBPF	5	5	25
射频放大器	4	4	16
KPa	1	1	1
总LO链			91

射频链	长（毫米）	宽（毫米）	面积（毫米2)
预选器，亚八度	14	10	140
集成下变频器	10	10	100
抗锯齿	6	3	18
瞧			91
组件总数			258
填充因子			0.5
总射频前端			516

图8.

AD9082

MxFE的2 GHz至18 GHz高中频接收调谐器示例。对许多高Q值平面RF滤波器（灰色）的需求增加了复杂性、尺寸和成本。子八度预选显示在红色框中。如右图所示，未来的SDR芯片组尺寸预计不会大于邮票。

结论

随着ADI公司的高速数据转换器奈奎斯特采样速率和iBW在保持领先动态范围的同时不断提升，频率规划的优势可实现融合、简化的RF前端架构。过去，采用亚倍频程RF滤波和增益控制的高性能集成频率转换IC很难确定，因为每个人的用例、频率计划和由此产生的RF/IF滤波都不同。事情即将发生巨大变化。

新型单片无线电调谐器将采用原生宽带，具有片上自适应RF滤波功能和AGC。宽带调谐的庞大、分散的应用领域将汇聚到特定于应用的自适应软件环路中的通用硬件模块。随着特定于应用的优势从独特的硬件转向通用灵活硬件平台上的差异化软件算法，系统开发人员实现了上市时间和成本效益。所有这些都在缩小SWaP-C。

审核编辑：郭婷