与噪声测量同等重要
线性稳压器的电源抑制与输出电压噪声同样至关重要。如果电源抑制性能不佳,即使噪声最低的稳压器也会使不想要的信号通过,到达输出,这样的信号到达输出后可能淹没稳压器的噪声。人们常常使用开关稳压器作为预稳压器,以提供效率、噪声、瞬态响应和输出阻抗的最佳组合。
大多数最先进的开关稳压器都在 100kHz 至 4MHz 频率范围内工作。即使采用 ESR 最低的电容器,开关稳压器能量传送的脉冲性也会导致在开关频率上出现输出电压纹波。在噪声敏感的视频、通信以及其他类型的电路中,这些纹波信号会引起问题。凌力尔特 2005 年 7 月发布了《应用指南 101》(Application Note 101),题为“Minimizing Switching Regulator Residue in Linear Regulator Outputs”(最大限度降低开关稳压器信号在线性稳压器输出中的残留),文中已经探讨了这个问题。
凌力尔特最近推出的线性稳压器之电源抑制为 80dB 及更大范围。LT3042 在某些频率上电源抑制接近 120dB。为了测试电源抑制,输入必须保持在足够低的幅度,以确保测试的是稳压器的小信号响应而不是大信号响应,当然信号也必须足够大,以在输出端提供可测量的信号。此外,叠加了 AC 信号的输入 DC 信号一定不能使稳压器产生压差或进入其他不想进入的工作区。
驱动 DUT
测试稳压器电源抑制性能时,第一件必做之事就是提供一个将受到抑制的信号。这可不是仅将频率发生器连接到稳压器上而已,而是复杂得多。AC 信号必须叠加在 DC 偏移之上,并能够在加载情况下提供所需电流。
Jim Williams 开发了用来实现这一目的的电路,如图 13 所示。在这个电路中,DC 基准电压由 A2 产生,并在 A1 的负输入端与 AC 信号叠加。A1 输出驱动达林顿连接的三极管,而三极管与镇流电阻器连接,可把这些电路组并联以提供高达 5A 的输出电流。
图 13:驱动器电路板使 AC 和 DC 电压相加,以在频率直至 10MHz 时提供数安培电流。
将这个电路连接到 DUT 时,需要提到的一个主要说明是:稳压器不应该使用输入电容。第一个原因是,该电路没有为驱动电容性负载而优化,可能产生振荡。第二个原因是,这个电路不能吸取电流,必须有负载存在以给输入电容器放电,尤其是在频率增大时。在 10MHz 跨一个 1μF 电容器提供一个 50mVP-P 正弦信号时,需要超过 3A 充电和放电电流,以防止信号失真。如果在小输出电流 (低于 100mA) 时进行测量,那么就要预加载,以确保提供给稳压器的信号保真度。
未雨绸缪
当稳压器具备很高的电源抑制时,就必须仔细考虑仪器的细节问题。如果稳压器提供 100dB 电源抑制,那么 50mVP-P 输入信号在输出端就被降至 0.5μVP-P。可以提高输入信号幅度,但在某些点上将发生从小信号响应向大信号响应的转变。
就一个具备很高电源抑制的稳压器而言,输出信号的小幅度可与该器件的噪声幅度相比,或者比器件的噪声幅度还小。这建议我们应该像放大噪声一样地放大信号,以能够进行准确测量。即使这么做了,输出信号也常常被噪声淹没。幸运的是,新式示波器提供求取平均值的功能,使人们能够从噪声中抽取出信号。随机噪声的平均值为零。输入信号提供所需的触发信号。
无论信号是否被放大,测量电源抑制时,还可能出现其他一些问题。输入和输出信号必须同时测量,人们需要知道输入和输出幅度,以确定该器件的抑制性能。测量配置的方框图如图 14 所示。
图 14:电源抑制测量配置的方框图显示了地回路。将单端放大器转换成差分放大器可解决地回路问题。
值得一提的是,在这个方框图中,存在可能破坏测量结果的地回路。第一个地回路是通过两个示波器通道的公共地形成的。这个地回路从信号放大器中通过,回路中的任何信号都会破坏电源抑制测量结果,使测量结果不能反映实际性能。对这个问题的解决办法是,将信号放大器从单端电路变成全差分电路。这么做了以后,两个回路都被断开了,这样就保证了测量保真度。第二个地回路 (图 14 中没有显示) 通过 AC 线路地到达第一个示波器通道。这个回路对误差贡献最小,因为相比之下所有信号都是大信号。
用简单放大器实现差分输入
一个简单放大器如图 15 所示。这个放大器在输入端使用了全差分增益级,增益为 40dB,其后是一个差分至单端转换器,提供另外 20dB 增益。每个输入端都有一个 200Hz 高通滤波器以隔离 DC。之所以选择 LTC6409,是因为该器件提供很大的 10GHz 增益带宽积。第二级由 LT1818 组成,配置为一个差分至单端转换器,增益为 20dB。
图 15:简单的差分至单端放大器提供 60dB 增益。
这个放大器组合的输入参考噪声运行大约 1.4nV/√Hz,这意味着我们预期应该测得低于 2.2μVP-P 的噪声。同时,我们预期稳压器本身有 4μVP-P 噪声。我们预期在稳压器输出端有 0.5μVP-P 信号,与该信号相比,这个噪声完全淹没了我们试图测量的信号。不过,惟一的可取之处是噪声的随机性,噪声的平均值为零:使用具备存储器的新式示波器求取平均值后,就可得到隐藏在噪声中的信号。
改进差分放大器
极高性能线性稳压器测量变得更加棘手。输出信号仅获得 60dB 增益时,0.5μVP-P 信号就变成了 0.5mVP-P。这么小的幅度已经接近很多高端示波器 1X 探头的测量门限了。将线性稳压器输入幅度提高 10 倍,会增加空间,但是如果稳压器抑制再增加 20dB,那么问题就会再次出现。
图 16 显示了怎样实现更高性能的放大器。该放大器基于图 2 所示噪声放大器和图 15 所示差分至单端放大器。现在,每一级所用的 LT1818 换成了 LT1994 差分放大器,LT1994 向差分三极对管反馈信号,三极对管仍然由 THAT300 三极管阵列组成。第二个差分增益级由另一个 LT1994 组成,之后通过第一个 LT6232 转换成单端测量电路。面向高通和巴特沃斯滤波器的后续各级与图 2 中相同。电路响应的校准和验证与低噪声放大器相同。
图 16:改进的放大器提供差分输入和 80dB 增益。
测量电源抑制的配置如图 17 所示。所测得的 LT3042 稳压器的电源抑制如图 18 所示。值得一提的是,该稳压器的电源抑制在 100Hz 时接近 120dB。在示波器上验证这个测量结果要求改进的放大器提供 80dB 增益。
图 17:测量电源抑制的配置。下方左边是驱动器电路板和 DUT,下方右边是放大器电路板。电源和信号源未显示。
图 18:LT3042 的电源抑制曲线显示,在接近 4MHz 频率时,性能 》70dB。
其他测量方法
还可用其他方法和设备进行电源抑制测量。锁定的放大器用基准信号在想要的频率上提供同步检测,以帮助测量小信号。网络分析仪还提供一个扫频振荡器,同时提供带通功能,以测量输入和输出幅度,并计算电路的抑制性能。这些方法提供有效的测量结果,但是人们仍然需要谨慎对待电路连接并验证测量结果。在示波器上检查输入和输出信号是必做之事,信号幅度和波形会指明,所测试的稳压器是否被驱动进入了压差状态,或者小信号响应是否已让位于大信号响应。
陷阱
与测量噪声类似,测量电源抑制时,也有一些陷阱可能导致人们误入歧途。对电路接地需要严加注意,使用星形接地方式很重要。测量电源抑制时所看到的某些影响,实际上似乎是反直觉的。
迄今为止,可靠的设计始终会在线性稳压器的输入端包括一些电容,以保持电源阻抗在整个频率范围内尽可能低。如果器件提供足够高的电源抑制,那么实际上有可能增大输出纹波。
考虑一个如图 19 所示的电路,其中 LT3042 对 LT8614 Silent Switcher稳压器进行后稳压。在 500kHz 开关频率上,LT8614 通过两三英寸长的铜质电路板走线,向 LT3042 输入端提供约 20mVP-P 纹波。在 LT8614 使用仅 22μF 的输出电容器时,线性稳压器的输出纹波仅为几 μVP-P。当 LT3042 输入端增加一个 4.7μF 电容器时,输出纹波增大到约 75μVP-P,如图 20 所示。应该提到的是,就这些照片而言,带宽限制在 20MHz,因为目的是显示开关频率上的纹波,而不是高频边沿尖峰。
图 19:用 LT3042 对 LT8614 Silent Switcher 稳压器进行后稳压。
图 20:LT3042 对 LT8614 Silent Switcher 稳压器进行后稳压 (a) 在 LT3042 输入端无需任何电容器,(b) 在 LT3042 输入端有 4.7μF 电容器。两张照片都是带宽受限的,以忽略高频尖峰。
增加输入电容是怎样降低稳压器电源抑制的? 答案与 LT3042 性能无关,而与电路板布局有关。LT3042 提供卓越和具备以电气方式抑制输入电源信号的能力。迄今为止,能否抑制这些信号一直是限制因素。现在,磁场成了罪魁祸首。
为了更好地理解这一点,图 21 所示原理图用一条绿色的实线突出显示了 DC-DC 转换器的一条 AC 电流通路。如果 LT3042 的输入端有电容,那么 AC 电流也流过绿色虚线显示的通路。LT3042 的输入在所关注的频率上呈现高阻抗特性,因此无 AC 电流流入 LT3042。
图 21:本原理图突出显示了 DC-DC 转换器的 AC 电流回路和一些易受磁耦合影响 (附录 B 的图 B1) 的通路。组合使用铁氧体珠、屏蔽以及调节物理距离的方法,以最大限度减小高频尖峰 (附录 B 的图 B2)。电路板结构来自附录 B 的图 B。
AC 电流产生磁场,该磁场将在附近的其他回路中引起电流,在变压器中,绕组以同样的方式耦合。在图 21 中,两个所关注的回路用蓝色和红色显示。蓝色回路由 CSET 和 RSET 形成,在误差放大器输入端产生纹波。由于 LT3042 的单位增益架构,这个纹波被一直传送到输出端。红色回路由输出电容器和回看进稳压器的阻抗 (以及附近的负载组件) 直接在稳压器输出端产生纹波。
与直觉相反,去掉 LT3042 输入端的电容会降低输出纹波。考虑到这不是信号的电馈通,而是磁场耦合,所以人们在设计电路板时,必须考虑距离、屏蔽和回路方向。场强与距离和回路面积有关,最大限度减小回路面积 (不是靠采用输入电容器) 和最大限度延长距离 (仅通过使用 DC-DC 转换器输出电容) 限制了加到敏感回路上的电流。
这表明,之前决定在信号驱动器电路板的输出端或稳压器输入端不使用电容器是明智的。如果在稳压器输入使用电容器,就增加了一个回路,从而会产生磁场,该磁场耦合进输出并导致错误的测量结果。稳压器电源抑制看起来会比实际情况差得多。
使用开关稳压器时遇到的另一个问题是,不仅要去掉开关频率纹波,还要去掉与开关边沿有关的尖峰。有些电路的开关边沿仅在几纳秒时间内就过渡完毕,从而产生数百 MHz 频率分量。这些频率无法用简单的线性稳压器消除。走线电容和磁耦合等寄生效应使得这些尖峰难以降低。请参阅凌力尔特《应用指南 101》(Application Note 101)“Minimizing Switching Regulator Residue in Linear Regulator Outputs”(最大限度降低开关稳压器信号在线性稳压器输出中的残留),以及附录 B “控制高频开关尖峰”,以获得进一步的信息。
结论
LT3042 等线性稳压器具备很高的性能,为敏感系统提供了噪声极低的电源轨。验证这类器件的 DC 性能通常不是很棘手的任务。而在性能如此之高的情况下,诸如噪声、电源抑制等关键参数不那么容易测量。就连测量电路、连接、电路板布局和设备中最不引人注意的细节都要格外注意。一度可能被忽视的微小误差 (与待测信号相比) 现在却成了一阶误差项。能够提供高 PSRR 性能表明,信号不是通过器件本身而是通过磁耦合发送的。必须检查每一个细节,以确保测量保真度,提供可靠的结果。
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