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新型EMI滤波器结构的设计和研究分析

2020年08月06日 15:03 次阅读

随着电力电子技术的发展,开关电源的工作频率越来越高,由此带来的电磁干扰(EMI)问题也日益严重。为了防止EMI发射水平超过相关的标准,通常会采用EMI 滤波器。在一个前端变换器中,传统形式的EMI 滤波器通常要占整个电源体积的15%~20%。由于要求开关电源的体积将越来越小,EMI 滤波器的尺寸也同样需要减小。

鉴于此,Van Wyk, J.D.提出一种电磁集成结构的EMI滤波器。通过采用平面PCB绕组电感电容的集成结构,把所有的无源元件均集成到一个单元中。在这种结构中,需要使用一个体积较大的磁芯。J. Biela 提出一种无源集成结构和混合有源集成结构,可以减小磁芯的高度和尺寸,但是整个滤波器的面积大大增加,而且效率降低。

前述的这些集成EMI滤波器的方法均是基于平面PCB集成绕组结构。本文提出一种新型EMI滤波器结构,基于柔性多层带材绕组的电感电容集成结构。并制作了一个样机,作为1000W,220V/50Hz输入,DC48V输出前端变换器的EMI滤波器。给出了实验结果。

2、平面PCB绕组与柔性多层带材绕组比较

平面PCB绕组与柔性多层带材绕组分别如图1、图2所示。他们的基本结构均由两层导体与中间的介质层组成,而把这种绕组绕在磁心上时,可以实现电感电容的集成元件。

图3为这两种绕组绕于磁心上时的顶视图,其中w是绕组宽度,g为相邻匝之间的距离,a和b分别为矩形磁心柱截面的边长。另外,定义n为匝数,h为绕组的高度。

由此可以得到绕组总长度的计算公式如下:

新型EMI滤波器结构的设计和研究分析

在实际应用中,平面PCB绕组的宽度w比高度h要大得多,而对于柔性多层带材绕组来说,w则远远小于h。且由于工艺与绝缘的要求,平面PCB的匝间距离g也远远大于柔性多层带材绕组。如果两种应用的磁心相同,绕组匝数相同,从公式(1)我们可以看出平面PCB绕组的总长度将比柔性多层带材绕组长度要大得多,而且随着匝数n的增加,差距越大。

图4. 两种绕组长度比较

通过图4可以更清楚的看到这一点,这里假设a=b=10mm,而其他参数如表1所示。可以看到,随着匝数的增加,柔性多层带材绕组在长度上的优势就越明显。绕组越长意味着用铜量越大,损耗也越大,可能也导致体积越大。因此,这是柔性多层带材绕组应用于无源元件集成的一个重要优点。

3、集成结构

如图5所示为一种柔性多层带材的图形描述,由两层导体、一层介质及一层绝缘组成。当把这种带材绕制在磁心上,就可以同时得到一定的电感和电容。

我们提出的基于柔性多层带材绕组的集成EMI结构如图6所示。采用一组UU(或UI)磁心,在磁心的两个柱上分别绕了一个柔性多层带材绕组。这样的一种结构可以把共模电感、差模电感和共模电容集成为一个元件。按照图7所示的连接方法,加上外加的差模电容,就可以得到一个完整的EMI滤波电路

集成EMI滤波器的等效电路如图8所示,虚线框中的电路部分为集成元件的等效电路。两个柔性绕组通过磁心形成的闭合磁路耦合形成共模电感LCM,每个绕组中的两层铜箔与中间的介质层形成共模电容CCM,且由于差模电感通常只有共模电感1%大小,所以可以利用两个绕组漏感实现。而如果漏感比所需要的差模电感小时,可以采用一些增大漏感的方法。

如图9所示给出了4种增大漏感的方法。图9(a)在基本结构的顶部增加一个U形磁心,它的边柱上分别绕有若干匝导线用于实现差模电感,它与基本结构的主磁心公用一部分磁路。采用这种方法可以很容易的得到所需的差模电感,代价是整个滤波器的高度和体积都有所增加。由于可以利用漏感来实现DM电感,所以可以采用一些减小两个柔性绕组之间的耦合系数的方法,使得漏感增大。图9(b)~(d)所示为基于此的不同实现途径。如增加低磁导率材料的中柱、增加带气隙的中柱或者在两边绕组外包裹导磁带材都可以实现这个目标。

图9. 增加差模电感的方法

下面将给出一些重要的公式和限制条件。基于这些公式,可以根据选定的参数设计合适的集成EMI滤波器。

共模电感计算:

这里µeff磁心的等效相对磁导率,n为匝数,Ae磁心有效截面积,le为等效磁路长度。

差模电感由绕组间的漏感实现。由于差模电流磁通在主磁路中绝大部分互相抵销,因此磁通密度的限定值由DM电感和电流峰值决定:

这里B为DM电感形成的磁通密度。它必须小于磁心材料的饱和磁通密度以防止磁心饱和。

共模电容:

这里εr为介质的相对介电常熟,l为绕组的总长度,w为导体宽度,d为介质的厚度。

介质的厚度必须要满足其击穿电压大于最大电源电压的限制条件。

绕组总长度计算公式为:

这里a和b为磁心柱截面的边长,d为绕组厚度,n为绕组的匝数。

柔性绕组的厚度d和宽度w要满足如下的限制条件:

d wcore/2n (6)

这里wcore 是磁心窗口宽度;

w hcore (7)

这里 hcore 是磁心窗口高度。

4、磁心材料非线性的影响

根据如图10所示的一种铁氧体磁心材料的复磁导率曲线,磁导率的实部表示电感元件的阻性部分也就是损耗,虚部代表感性部分。可以看到随着频率的增加,磁导率的实部和虚部并不是一根直线,存在着与频率有关的非线性。

铁氧体磁心材料的复磁导率计算公式如下:

L0表示当相对磁导率为1时的电感值:

图11. 共模电感理论与测试阻抗曲线

由于EMI滤波器的有效工作频率为150kHz~30MHz,必须考虑磁心材料的非线性特性。否则对于集成EMI滤波器的模型分析在高频时将与实际情况差别较大,也就失去了分析的意义。图11中给出了CM电感的计算与测试阻抗曲线,其中分别给出了考虑磁心非线性和不考虑磁心非线性的阻抗曲线。可以看到,考虑磁心非线性的模型在高频段与测试曲线吻合的更好。

5、实验

根据前面提出的集成结构与方法,设计并制作了一个集成EMI滤波器的样机,图12中给出了它的照片。磁心选用的为东磁的UF33,材料为R10K,初始磁导率为10000。在磁心的两个边柱上分别绕制了一个柔性多层带材绕组,匝数为19匝。此绕组由4层带材结构组成:

⑴ 绝缘层,厚度60um;

⑵ 铜箔层,厚度70um;

⑶ 介质层,厚度23um;

⑷ 铜箔层,厚度18um。

绕组的总长度为1160mm。铜箔宽度为8mm。采用的介质材料为聚丙烯。采用的绝缘材料为聚酰亚胺。

图13用网络/频谱分析仪测量得到集成EMI滤波器的共模插入损耗,图14为集成EMI滤波器的差模插入损耗。在开关电源中通常共模干扰占主导。集成EMI滤波器的共模插入曲线在150kHz~30MHz范围内具有较好的衰减性能,不过在4MHz~6MHz处有一个反向的尖峰可能对性能造成影响。

为了检验样机的滤波特性,采用了一台单相的前端变换器产品,把集成EMI滤波器嵌入其中,如图15所示。

传导EMI测试结果如图16所示。基本上满足了CISPR-22 Class A 的标准,除了文中提到到的4MHz~6MHz范围内的性能有待提高,与图13中的插入损耗曲线是相对应的。

样机的温升曲线如图17所示(环境温度为摄氏16℃)。在满载工作30min条件下,集成绕组的温度不超过32℃,远低于介质材料的最高安全工作温度90℃。集成EMI滤波器的效率曲线如图18所示,在各种负载条件下效率均高于99%。

6、总结

本文提出了一种新型的集成EMI滤波器,它是基于柔性多层带材绕组这样一种新型的集成绕组实现的。它把所有共模电感、差模电感与共模电容集成在同一个元件中。制作了样机并进行了实验验证,实验结果表明此实现方法的有效性。

7、致谢

本文作者衷心感谢日本富士电机系统有限公司对本项目的支持。

责任编辑:gt

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