用于电压转换的解决方案介绍

对于需要从高输入电压转换为极低输出电压的应用，有不同的解决方案。一个有趣的例子是从48 V转换到3.3 V.这样的规范不仅在信息技术市场的服务器应用中很常见，而且在电信中也很常见。

如果是降压转换器（降压（buck）用于这个单一的转换步骤，如图1所示，出现了小占空比的问题。占空比是导通时间（主开关打开时）和关闭时间（主开关关闭时）之间的关系。降压转换器具有占空比，由以下公式定义：

输入电压为48 V，输出电压为3.3 V时，占空比为大约7％。

这意味着在1 MHz的开关频率（每个开关周期为1000 ns）时，Q1开关仅导通70 ns。然后，Q1开关关闭930 ns，Q2开启。对于这样的电路，必须选择允许最小导通时间为70ns或更短的开关调节器。如果选择了这样的组件，则还有另一个挑战。通常，当在非常短的占空比下工作时，降压调节器的非常高的功率转换效率会降低。这是因为在电感器中存储能量的时间非常短。电感需要在关断期间长时间提供电源。这通常会导致电路中出现非常高的峰值电流。为了降低这些电流，L1的电感需要相对较大。这是因为在导通期间，在图1中的L1两端施加了很大的电压差。

在这个例子中，我们看到电感在导通时间内大约有44.7 V，开关节点侧为48 V，输出侧为3.3 V.电感电流通过以下公式计算：

如果电感两端有高电压，则电流会在固定时间段内以固定电感上升。为降低电感峰值电流，需要选择更高的电感值。然而，更高值的电感器增加了功率损耗。在这些电压条件下，ADI公司的高效LTM8027μModule®稳压器在4A输出电流下的功效仅为80％。

今天，一种非常常见且效率更高的电路提高功率效率的解决方案是产生中间电压。图2显示了具有两个高效降压（降压）稳压器的级联设置。在第一步中，48 V的电压转换为12 V.此电压在第二个转换步骤中转换为3.3 V 。 LTM8027μModule稳压器在从48 V降至12 V时的总转换效率超过92％。使用LTM4624执行的第二个转换步骤（从12 V降至3.3 V）的转换效率为90％。这使得总功率转换效率为83％。这比图1中的直接转换高3％。

这可能是非常令人惊讶的，因为3.3 V输出上的所有功率都需要通过两个独立的开关稳压器电路。由于占空比较短以及由此产生的高电感峰值电流，图1中电路的效率较低。

当将单个降压架构与中间总线架构进行比较时，还有许多方面需要考虑除了功率效率之外。

这个基本问题的另一个解决方案是ADI公司的新型LTC7821混合降压控制器。它将电荷泵动作与降压降压调节相结合。这使得占空比能够为2×V IN / V OUT ，因此，可以在非常高的功率转换效率下实现非常高的降压比。

图3显示了LTC7821的电路设置。它是一种混合降压同步控制器。它采用电荷泵将输入电压减半，采用降压拓扑结构的同步降压转换器。有了它，可以在500 kHz开关频率下将48 V转换为12 V的转换效率超过97％。对于其他架构，只有更低的开关频率才能实现这种高效率。它们需要更大的电感。

激活四个外部开关晶体管。在操作期间，电容器C1和C2产生电荷泵功能。以这种方式产生的电压通过同步降压功能转换为精确调节的输出电压。为了优化EMC特性，电荷泵用于软开关操作。

电荷泵和降压拓扑的组合具有以下优点。由于电荷泵和同步开关稳压器的最佳组合，转换效率非常高。外部MOSFET M2，M3和M4只需承受低电压。电路也很紧凑。线圈比单级转换器方法更小，更便宜。对于该混合控制器，开关M1和M3的占空比为D = 2×V OUT / V IN 。对于M2和M4，占空比计算为D =（V IN - 2×V OUT ）/ V IN 。

对于电荷泵，许多开发人员假设功率输出限制约为100 mW。带有LTC7821的混合转换器开关设计用于高达25 A的输出电流。为了获得更高的性能，多个LTC7821控制器可以并联多相配置连接，并具有同步频率，以共享总负载。

图4显示了不同负载电流下48 V输入电压和5 V输出电压的典型转换效率。在大约6A时，达到超过90％的转换效率。在13 A和24 A之间，效率甚至高于94％。

混合式降压控制器以紧凑的形式提供非常高的转换效率。它为具有中间总线电压的分立两级开关稳压器设计提供了一种有趣的替代方案，并为单级转换器提供了一种有趣的替代方案，该转换器被迫以非常低的占空比工作。有些设计师更喜欢级联架构，有些则喜欢混合架构。有了这两个可用选项，每个设计都应该成功。