任何在DSP系统中实现延长MP3播放器电池使用寿命

简介

在MP3播放器，个人媒体播放器，数码相机和其他便携式消费类应用中实现高性能和低功耗一直是设计师面临的挑战。这些电池供电的系统通常采用嵌入式数字信号处理器（DSP），以便在处理多媒体应用时实现最大处理能力，并在 sleep 模式下实现最低功耗。电池寿命对于手持式电池供电产品至关重要，使其成功与电力系统的效率直接相关。

此类系统的关键组件是降压DC-to -dc开关稳压器，有效地从较高电压电源（例如4.5 V）获得低电源电压，例如1 V。作为稳压器，它必须保持恒定电压，快速响应上游电源或负载电流的变化。我们将在这里讨论一种提供良好调节，高效率和快速响应的架构。

开关稳压器剖析

图1显示使用ADI公司ADP2102的典型应用电路 - 占空比，3 MHz，同步降压转换器。它提供多种固定输出和电阻可编程电压选项。它采用固定电压配置，从5.5 V输入电压产生稳定的0.8 V输出，并驱动300 mA负载。接下来将介绍电阻可编程应用示例。

以下是电路工作的简要说明：将一部分直流输出电压与误差放大器中的内部参考电压进行比较，其输出与电流检测放大器的输出进行比较，以驱动单次触发，持续一段时间，取决于比率 V OUT / V <子> IN 的。一次性导通上部选通晶体管，电感器L1中的电流上升。当单次触发超时时，晶体管关闭，电流斜坡下降。在由最小关闭定时器和最小（“谷值”）电流确定的间隔之后，再次脉冲一次性。片上单触发定时器采用输入电压前馈，以在稳定状态下保持恒定频率。

这种振荡无限延续 - 大约3 MHz，但必要时会偏离，以响应瞬态线路和负载变化 - 将输出电压维持在编程值，将平均电感器电流维持在输出负载所需的值。

上述方法相对较新。多年来，直流到直流转换的主要方法是恒定频率峰值电流方法，在步骤中实施时也称为后沿调制 -down DC-DC转换器。有关该方法的描述，以及相对于上述恒定导通时间谷电流模式转换器的优缺点评估，请参阅侧栏。

ADP2102还包括欠压锁定，软启动，热关断，短路保护和±1％反馈精度。这种架构允许主开关的导通时间低至或低于60 ns。

图2显示了各种条件下的典型波形。图2a显示低占空比伴随着从V IN = 5.5 V到V OUT = 0.8 V的大电压降低，I LOAD = 600毫安。从图中可以看出，实现的最小导通时间为45 ns，开关频率为3 MHz。

图2b显示了负载电流和电感电流响应负载电流增加300 mA的步长。

图2c显示了响应300 mA步进减小时的负载电流和电感电流负载电流。

图2d显示，当器件工作在50％占空比时，没有次谐波振荡，这是使用峰值电流模式控制的器件所关注的问题。这种占空比值稍微大于或小于50％的情况也可以避免次谐波振荡。

动态电压调整DSP应用

在采用数字信号处理器（DSP）的便携式应用中，开关转换器通常提供DSP的核心电压和I / O轨。这两款电源都需要专为电池应用而设计的高效DC-DC转换器。提供核心电压的稳压器必须能够根据处理器的时钟速度或软件的指示动态改变电压。小的总解决方案尺寸也很重要。

这里描述的是通过用外部高效调节器替换Blackfin ®处理器的内部调节器，可以在电池供电的应用中实现系统功率效率的提高。还描述了外部稳压器的控制软件。

动态电源管理

处理器的功耗与工作电压的平方成正比（V CORE ）并与工作频率成线性比例（F SW ）。因此，降低频率会线性降低动态功耗，而降低核心电压会使其呈指数降低。

在功耗敏感的应用中改变时钟频率而非电源电压非常有用DSP只是监控活动或等待外部触发。然而，在高性能电池供电的应用中，仅仅改变频率可能无法节省足够的功率。 Blackfin处理器和其他具有先进电源管理功能的DSP允许核心电压随频率变化而变化，从而在每种情况下寻求电池的最佳负载。

ADSP中的动态电压调节 - BF53x系列Blackfin处理器通常采用内部电压控制器和外部MOSFET实现。这种方法的优点是可以将单个电压（VDDEXT）应用于DSP子系统，而DSP则从MOSFET获得必要的核心电压（VDDINT）。内部寄存器允许调节的核心电压由软件控制，以便可以协调MIPS，最终消耗能量，以实现最佳电池寿命。

要完全实现这种内部Blackfin稳压器方案，需要外部MOSFET，肖特基二极管，大电感和多输出电容 - 这是一种相对昂贵的解决方案，效率低，使用相对较大的PCB面积。集成稳压器所需的大电感器和电容器的使用使得系统设计者与消费者对便携式设备的期望尽可能小的冲突相冲突。随着集成稳压器控制器的效率相对较低 - 通常为50％至75％ - 这种方法不太适合高性能，手持式，电池供电的应用。

外部调节

通过在现代DC-DC开关转换器中进行设计，Blackfin集成方法的原生效率可提高到90％或更高。使用外部稳压器时，外部元件的尺寸也可以减小。

提供各种动态电压调节（DVS）控制方案，包括开关电阻 - 在某些情况下，可以通过使用DAC到脉冲宽度调制（PWM）来实现，这可以实现与内部方法一样精细的粒度。无论采用何种方案，都必须能够通过软件控制来改变调节水平。虽然这种调节控制方法是内部稳压器方法所固有的，但必须在外部方法中添加。

本文介绍了使用ADP2102同步DC-DC转换器调整DSP内核电压的两种方法。当处理器以降低的时钟速度运行时，动态调整核心电压至1.2 V至1.0 V的值。

ADP2102高速同步开关转换器可在2.7 V至5.5 V电池电压下调节核心电压，最低可达0.8 V.其恒定导通时间，电流模式控制和3 MHz开关频率提供出色的瞬态响应，非常高的效率以及出色的线路和负载调节。高开关频率允许使用超小型多层电感器和陶瓷电容器。 ADP2102采用节省空间的3 mm×3 mm LFCSP封装，仅需三个或四个外部元件。功能齐全，它包括安全功能，如欠压锁定，短路保护和热关断。

图3说明了实现DVS的电路。 ADSP-BF533 EZ-KIT Lite ®评估板上的3.3 V系统电源为ADP2102降压转换器供电，其输出电压设置为1.2 V，使用外部电阻分压器 R < / em> 1 和 R 2 。 DSP的GPIO引脚用于选择请求的内核电压。改变反馈电阻可将内核电压调整为1.2 V至1.0 V.N沟道MOSFET通过插入电阻 R 3 与 R并联来修改分压器 <子> 2 。与 R 3 相比，IRLML2402的0.25欧姆 R DSon 较小。 3.3 V GPIO电压用于驱动MOSFET栅极。需要前馈电容 C FF 以获得更好的瞬态性能和改善负载调节。

两级开关的一般应用要求是：

DSP内核电压（ V OUT 1 ）= 1.2 V

DSP内核电压（ V OUT 2 ）= 1.0 V

输入电压= 3.3 V

输出电流= 300 mA

高阻值电阻用于最大限度地减少通过电阻分压器的功率损耗。前馈电容减小了开关期间栅极 - 漏极电容的影响。通过使用更小的反馈电阻和更大的前馈电容，可以最大限度地减少在此过渡期间引起的过冲和下冲，但这只会以额外的功耗为代价。

图4显示了输出电流 I OUT ，输出电压， V OUT 和控制电压， V SEL 。 V SEL 上的低电平将输出电压调整为1.0 V， V SEL上的高电平 将其缩放到1.2 V。

为DVS生成两个不同电压的简单方法是使用控制电压V C 来注入电流通过附加电阻进入反馈网络。调节控制电压的占空比会改变其平均直流电平。因此，可以使用单个控制电压和电阻来调节输出电压。以下公式用于计算电阻R 2 ，R 3 的值，以及控制电压幅度电平， V C_LOW 和 V C_HIGH 。

V OUT 1 = 1.2 V， V OUT 2 = 1.0 V， V FB = 0.8 V， V C_LOW = 3.3 V， V C_HIGH = 0 V， R 1 = 49.9 kohm， R 2 和 R 3 可按如下方式计算

这种方法可以产生更平滑的过渡。与MOSFET开关方法相反，任何可以驱动电阻性负载的控制电压都可用于此方案，而MOSFET开关方法只能用于驱动容性负载的控制信号源。该方法可以缩放到任何输出电压组合和输出负载电流。因此，可以通过根据需要缩放核心电压来降低DSP功耗。图5显示了上述方案的实现。图6显示了使用此电流注入方法在两个输出电压之间的转换。

降压DC-DC转换器中恒定导通时间谷值电流模式控制方案的优点

恒定频率峰值 - 电流控制方案使用两个回路调节高输入电压以产生低输出电压，即外部电压回路和内部电流回路。控制信号和输出之间存在最小相移，因此可以进行简单的补偿。

通过NMOS主开关的电感电流通常通过监控主开关上的电压降或者开关时的电压降来测量。位于主开关输入和漏极之间的串联电阻上的压降。在电感器电流感测期间开关节点上的寄生效应在任何一种情况下都会引起振铃行为，因此在测量电感器电流之前需要消隐时间。这减少了主开关在低占空比操作期间保持开启和稳定的可用时间。图A显示了主开关上的电感电流和电流检测信号，包括消隐时间和导通时间。

在低占空比工作期间，即输出时与输入相比非常小，主开关导通始终由内部时钟控制，并且与反馈环路无关。因此，存在最小导通时间，限制了在较高开关频率下的操作。而且，由于建立时间限制，不可能感测电流，因为脉冲不够宽。消隐时间主导开关导通时间，电流检测时间很短。在便携式应用中，例如手机和媒体播放器，DSP内核需要0.9V量级的输出电压。需要高开关频率以最小化电感器的尺寸并减小整体解决方案的尺寸;但是，使用这种控制方案，很难使用高开关频率从较高的输入电压产生低占空比电压。

后沿调制控制的第二个限制是其瞬态不良响应。图B显示了响应负载电流正负变化的典型波形。在便携式应用中，必须实现快速瞬态响应，同时最小化输出电容器尺寸和成本。当输出端出现正负载电流阶跃时，输出响应可延迟一个时钟周期。在负负载电流步骤期间，转换器强制最小宽度高侧导通时间，由电流控制环路的速度确定。因此，在负负载瞬变期间不可能存在最小延迟响应，并且发生严重的过冲和下冲瞬变。必须在输出端添加额外的电容，以使其最小化。

在固定频率下工作的峰值电流控制转换器的第三个限制是占空比大于50％时的不稳定性（图C）允许发生次谐波振荡，导致平均输出电流下降并且输出电流纹波增加。对于大于50％的占空比，电感器电流（ΔIL1）的增加趋于随时间增加，导致I2（ΔIL2）的更大增加。为了克服这个问题，需要斜率补偿或斜坡补偿，增加了设计的复杂性。通常，外部斜坡会添加到电感电流检测信号中。

这些问题可以通过使用恒定导通时间，谷值电流模式控制方案来解决，称为前沿调制，其中主开关的导通时间由设计固定;基于谷值电流检测信号调制关断时间;并且将切换周期调整为等于接通时间加上关断时间。该架构通过为主开关提供最短的导通时间来促进高频操作，从而允许从较高的输入电压轻松生成低电压输出。

在低压DC-DC降压中转换器，主开关仅在10％的时间内开启，而同步开关在剩余的90％的时间内开启。这使得低侧开关电流的采样和处理比主开关电流更容易。

不是检测电感峰值电流来确定主开关电流，而是在关闭主开关的时间。谷值电流检测与恒定的导通时间拓扑相结合，可减少环路延迟，从而实现更快的瞬态响应。

Ray Ridley（进一步阅读3）证明了恒定频率控制的电流环增益，其外部斜坡等于电流信号的下降斜率，与恒定导通时间系统的电流环增益相同。因此，环路增益对于恒定导通时间控制的占空比保持不变，从而保证在所有条件下的稳定性。相反，在恒定频率峰值电流控制中，环路增益随着占空比的增加而增加，如果使用的外部斜坡时间不足，可能会导致不稳定。

持续导通时间，可变关断时间转换器克服在不需要斜率补偿的情况下，与50％以上的占空比的固定频率操作相关的不稳定性问题。如果负载电流增加，则在循环开始之前和循环结束之前的干扰保持相同，因此，无论占空比如何，转换器都保持稳定。该架构缺少固定时钟，使斜率补偿变得冗余。

恒定导通时间，谷值电流控制的一个显着优点是能够限制降压转换器中的短路电流。当降压转换器的输出短路且高侧开关导通时，输出电压变为零，电感两端的电压等于V IN 。电感电流在t ON 期间快速上升。电感放电时间t OFF 增加，因为它由V OUT / L确定，其中V OUT 实际上是短路。在电流降至所需的谷值电流限制之前，高侧开关不会再次打开。因此，在短路条件下，该控制方案只能提供固定的最大电流。