交直型电力机车均采用单相的整流装置。本节将首先讨论电力机车上常用的单相整流电路的型式、工作原理及参数计算，进而分析相控调压的工作原理及特点，引出机车功率因数及其补偿问题。
一、单相不控整流电路
有级调速的电力机车采用不控整流电路，如SS1型电力机车。根据整流元件与变压器绕组连接方式的不同，分为中点抽头式(简称中抽式)和桥式整流电路两种。
(一)中抽式不控整流电路
为了讨论分析问题方便，我们设定：
(1)牵引变压器绕组的阻抗为零(即不计电阻值和漏抗)。
(2)整流元件为理想元件(即元件的阈值电压和正向压降为零，反向漏电流为零)
(3)直流回路平波电抗器电感为无限大。
如图2-13所示的中抽式不控整流电路，当变压器的二次侧绕组输出电压为：
，则变压器一次侧电流iT，二次侧电流i2，整流元件电流iD1、iD2均为方波。同时电流i2由一组整流元件转移到另一组整流元件的过程(即换相)是瞬时完成的，即在ωt=nπ (n=1、2、3……)瞬时完成。整流电流id(当直流电路有m台牵引电动机并联工作时，id=mia)和牵引电动机电流ia均为直流。而整流电压Ud为半波正弦波，波形如图2-14所示。
图2-13 单相中抽式不控整流线路
1.整流电压Ud
中抽式整流电路工作时，变压器二次侧两相绕组ao、bo轮流向负载电路供电，整流电压值为：
图2-14 中抽式不控整流线路波形图
(2-15)
从图2-14(b)我们可以直观地了解到Ud为一脉动电压，如果将其按富氏级数分解，则为一直流分量和一系列高次谐波分量，即
(2-16)
整流输出电压的平均值(负载电压平均值)
(2-17)
比较式(2-16)、式(2-17)可知，整流电压ud的直流分量即为不控整流电路输出的平均电压Ud，称为理想空载直流电压Ud0：
(2-18)
由此得出变压器二次侧每相绕组电压有效值：
(2-19)
2.整流输出电流平均值Id
由欧姆定律确定
整流输出电流的有效值即变压器次边绕组电流的有效值I2，根据发热等效原理有：
所以
(2-20)
由于变压器次边绕组中流过电流的波形为一方波，若忽略变压器磁化电流，原边电流也为一方波，其电流有效值为IT=Id/KT，KT为变压器变比。
3.整流元件参数确定
因为流过整流元件的电流与变压器次边绕组电流相同，故其电流有效值为I2=ID1=ID2=0.707Id。由于中抽式电路的整流元件在一个周波内只导通半个周波，故流过整流元件的平均电流Ipj=1/2Id，根据整流元件额定电流Ie的定义(一般标明为额定正向平均电流，它的含义是指该元件在符合规定的条件下，电流为正弦半波时所允许通过的电流平均值)。
，可以得出，中抽式整流电路整流元件能承受电流有效值为额定电流的1.57倍，即
(2-21)
中抽式整流电路整流元件承受的反向电压，从工作原理知道，当一臂整流元件D1导通时，另一臂整流元件D2即承受反向电压，其大小等于变压器二次侧绕组两相电压之和，所以反向峰值电压数值为：
(2-22)
4.整流功率及变压器容量
整流装置输出的电功率称为整流功率，以Pd表示则有
(2-23)
对图2-13而言，若牵引电机的额定电压为Ue，额定电流为Ie，整流功率Pd即为6台牵引电动机的总输入功率，即
(2-24)
决定变压器各相绕组重量和尺寸的是它的计算容量。各相绕组的计算容量由电压、电流有效值确定，故变压器二次侧绕组总的计算容量P2为
(2-25)
变压器一次侧绕组的计算容量P1为
(2-26)
式中 U1——变压器一次侧绕组电压有效值;
IT——变压器一次侧绕组电流有效值;
P1——变压器一次侧绕组计算容量;
P2——变压器二次侧绕组计算容量。
变压器的铭牌容量PT为
(2-27)
5.机车功率因数
由电工原理知，在正弦交流电路中，功率因数cosψ定义为
由于电力机车电路与一般交流电路不同，在交流电网中流过的是非正弦电流，而交流电压一般近似地可认为是正弦波，因此在变压器一次侧电流中就包括有与电源电压相同频率的基波成分以及多种高次谐波成分，其中只有与电压同频率的基波电流产生有功功率，其它高次谐波电流与电源电压频率不同，只能产生无功功率。在这种情况，机车的功率因数PF定义为：
(2-28)
式中 P——变压器一次侧有功功率，P=U1I(1)cosψ1，I(1)为基波电流有效值;
S——变压器一次侧视在功率，S=U1IT;
cosψ1——基波电压与基波电流之间的相位系数，用DF表示。
则式(2-28)为：
式中 
称为电流波形畸变系数，用λ表示，表明电流波形含有高次谐波的程度。λ愈接近于1，则电流波形愈接于正弦波。上式表明交直型整流器电力机车的功率因数PF等于相位移系数DF和电流畸变系数λ之乘积。
电流畸变系数也可用谐波系数HF来表示：
(2-29)
式(2-29)表明谐波系数HF等于谐波电流有效值和基波电流有效值之比。
由此机车整流电路的功率因数和谐波干扰量可用PF、DF、HF三个参数来表达。
对于单相不控整流电路，由图2-14(a)可知，变压器一次侧电流iT波形为方波，按富氏级数分解为与电压同频率的基波分量和一系列的奇次谐波分量，即：
(2-30)
一次侧电流的基波分量为：
基波分量有效值为：
(2-31)
那么机车有功功率：
视在功率：
(2-32)
所以单相不控整流电路机车的功率因数、相位移系数、电流畸变系数为：
以上参数说明采用不控整流线路的机车，具有较高的功率因数，变压器一次侧绕组内流过的是与网压同相位的方波电流，并且在整个调压过程中PF、HF、DF保持恒定不变。
(二)桥式不控整流电路
桥式不控整流电路的原理图及波形如图2-16所示。
图2-16 桥式不控整流电路原理图
通过对理想的桥式不控整流电路波形图进行分析可知，当变压器二次侧电压为 时，其整流电压ud也是半波正弦，所以整流电路空载输出电压值为：
变压器二次侧绕组中交替流过整流电流Id，所以变压器二次侧绕组电流有效值I2为：
(2-34)
变压器一次侧绕组电流有效值IT为：
流过整流元件的电流为半波电流。因此，有效值仍为
元件承受的反向电压为：
(2-35)
变压器二次侧绕组计算容量P2为：
(2-36)
变压器一次侧绕组计算容量P1为;
(2-37)
变压器铭牌容量PT为：
(2-38)
下面对中抽式和桥式不控整流电路的计算参数做一比较。
比较式(2-27)、式(2-38)可知，在输出整流功率相同的情况下，桥式电路变压器容量较中抽式下降20%左右，这是因为桥式整流电路变压器二次侧绕组正负半周都有电流流过，变压器利用率高，因此铭牌容量下降。
比较式(2—22)、式(2—35)可知，桥式不控整流电路整流元件承受的反向电压较中抽式小一倍，但因桥式整流桥臂数较中抽式多一倍，故整流元件数相同。中抽式电路因变压器需有中点抽头，有两相低压绕组，故变压器结构复杂。
比较图2—14(a)、图2—16(a)可知，桥式、中抽式不控整流电路变压器一次侧绕组电流iT的波形都为相同的方波，故其功率因数、相位移系数、谐波系数均相同，即PF=0.9、DF=1、HF=0.9。
通过对不控整流电路的工作过程、电压、电流进行分析，以及对电路参数进行计算，使我们对整流电路的参数以及其基本数量关系有了更进一步的了解。这是设计变压器、选取整流装置元件以及设计触发电路的关键，同时也是分析、理解机车电路的重要方面。
(三)整流电流的脉动
1.整流电压和整流电流的脉动
单相全波整流电路的整流电压脉动较大，脉动电压的富氏展开式如式(2—16)，若仅考虑整流电压幅值最大的谐波分量，则可变为：
脉动电压或电流的脉动程度可用脉动系数Ku、Ki来表示，定义为该波形交流分量的脉动幅值与直流分量数值之比。因此，全波整流电路整流电压的脉动系数为
(2-39)
整流电压的脉动必然引起整流电流的脉动，整流电流的脉动情况与负载性质有关。对于纯电阻负载，由于整流电流的波形与整流电压的波形完全相同，故其脉动系数相等。对于电力机车来说，整流电路的负载为牵引电动机，属于反电势性质负载，整流电流的脉动要比电阻性负载时更大些，因而对牵引电机安全换向不利。为了减少电流的脉动，在牵引电动机的电路中要串联电感值足够大的平波电抗器，用以起到平波的作用。
2.平波电抗器的作用
在电机电路中串联平波电抗器之后，当电流发生变化时，由于平波电抗器产生自感电势阻止电流的变化，因而可以减少电流的脉动。下面详细分析机车上平波电抗器的平波、镇流作用。
在电力机车电路中，可以假定牵引电动机的反电势ed为常值，即ed=Ed=Ud0，如果略去直流回路的电阻压降，则电机回路方程式为
(2-40)
或
(2-41)
图2-17 整流电压电流脉动波形图
整流电压波形为半波正弦，如图2-17所示，此时电流脉动量为：
(2-42)
当0≤ωt1≤π/2，有
(2-43)
将式(2-43)求出的ωt1代入式(2-42)中，则
整流电流脉动幅值为△id/2，则整流电流脉动系数为
(2-44)
由式(2-44)可知，当平波电抗器的电感Ld足够大时，可以大大减小电流脉动系数Ki。
3.平波电抗器的选择
由式(2-44)分析可知，若平波电抗器电感Ld为常值，则电流脉动系数还随牵引电动机负载Id的变化而变化，当Id增加时脉动系数减小，Id减小时脉动系数增大。对于牵引电动机来说，总希望负载在较大范围内变化时，电流脉动系数保持不变。即然如此，平波电抗器的电感Ld就不应该为常值，而应随负载电流Id的大小而变化，使得LdId的乘积近似常数，这样便可以使电流脉动系数近似不变。为此，要求电感Ld与电流Id的关系Ld=f(Id)为一双曲线函数(如图2-18所示曲线1)。
图2-18 平波电抗器特性曲线
具有铁芯的电抗器能近似的满足上述要求(其特性曲线如2-18中曲线2)，在小负载时，铁芯磁路不饱和，Ld值较大;当负载增加时，随着铁芯磁路饱和程度的增加，Ld值逐渐减小。
这里应当指出，若平波电抗器的电感值Ld取得很大，电流脉动程度将很小，这对牵引电机的工作有利，但平波电抗器本身的尺寸和重量必然增大，这不仅影响机车的总体布置，而且由于整流电流平直，使得变压器一次侧电流所包括的谐波分量也增加，这对供电系统的影响和对通讯的干扰增强，所以对平波电抗器的选择要考虑一个合适的范围。
一般是在一定的整流电压下，应规定好整流电流的脉动系数，然后计算出不同负载下对应的电感值，再选用合适的平波电抗器。在电力机车上，通常规定整流电流的脉动系数不大于25%～30%。
(四)整流电路的换相
1.整流电路的换相过程
在分析不控整流电路时，我们假定了变压器的漏抗X0为零，即换相电路中没有感抗，此时整流电路的换相都是瞬时完成，称之为瞬时换相。实际上，在机车的整流电路中牵引变压器及其连接导线总是存在一定电感，即交流电源的漏抗X0≠0。当有漏抗存在时臂电流从一相转移到另一相的换相就不能瞬时完成，而需要一定的时间，在这段时间内，两相整流元件同时导通，先导通的一相整流元件的电流逐渐减小，后导通的一相整流电流逐渐增加，直到一相电流全部转移到另一相的整流元件上，这一过程称为整流电路的换相。换相过程的时间以相角计算，叫换相重迭角，以γ表示。
图2-19 换相原理
图2-19所示为变压器漏抗对整流电路的影响。虽然图中波形是以单相不控半波绘出，但其分析方法和所得结论具有普遍性。
为简化线路，突出主要问题，在分析整流电路换相时假定：
(1)平波电抗器的电感值Ld为无限大，即Ld=∞，整流电流id被完全敷平。在整流电路整个换相过程中，牵引电机电流ia保持恒值不变。
(2)整流元件是理想元件，即正向压降△U=0，反向电阻为无限大。
(3)不计变压器的磁化电流，变压器绕组的直流电阻为零。
(4)交流电源漏抗都折算到变压器二次侧，用集中的恒值电抗Xc表示，电感Lc表示。
下面结合图2-19(a)分析换相过程。换相前，设变压器二次侧绕组的感应电势e2方向由a→b端，整流桥臂D1D3导通，整流电流Id流过元件D1D3及变压器绕组ab，因为Id是恒定的直流电流，因而在Lc两端没有自感电势，但却储存着值为 的磁场能量。
当ωt=0时刻开始换相，变压器二次侧绕组电势e2方向改变，由b→a端，使整流桥臂D1D3中的电流有减少的趋势，由于Ld无限大，电流只要有极其微小的减小，就会使Ld产生足够大的自感电势eL=-Ld(did/dt)，在e2和eL的共同作用下，使桥臂D2D4导通，变压器绕组ab被短路，在整流电路内部形成短路电流is，如图2-19(b)所示。
短路电流is与换相前每个桥臂初始电流之和就是换相时流过每个桥臂的实际电流，即iD13=Id-1/2is，iD24=1/2is，i2=Id-is。由于电感Lc的存在，会感应出电势ec=Lcdis/dt方向左负右正，使绕组中电流不能跃变，只能从+Id逐渐变为―Id。is的变化使桥臂D1D3的电流逐渐减小，桥臂D2D4中的电流逐渐增大。当ωt=γ时，iD24增长到Id，以后保持恒值;iD13下降为0，桥臂D1D3停止导通，换相结束。
2.换相重迭角
对短路电流进行计算可得到γ的表达式。换相期间变压器二次侧绕组的短路电流is仅受到漏抗Xc的限制。因此有：
对此等式积分得
(2-45)
换相期间流过变压器二次侧绕组的电流i2=Id―is，当ωt=γ时，i2=Id，is=2Id代入上式得：
所以
(2-46)
式中 Is--单相变压器短路电流峰值，
。
式(2-46)说明换相重迭角γ是变压器漏抗Xc，二次侧绕组电压u2和负载电流Id的函数。漏抗及负载越大，γ越大，换相时间越长;二次侧绕组电压越大、γ越小，换相时间越短。
3.直流电压损失及整流输出电压平均值Ud
换相期间变压器二次侧绕组处于短路状态，输出电压等于零，造成整流电路的直流输出电压减少。整流输出电压的平均值Ud等于：
将式(2-46)代入上式，则
(2-47)
式中 代表由于存在变压器漏抗所引起的直流电压的损失，它与负载电流Id成正比例，故整流电压Ud与整流电流Id的关系Ud=f(Id)为线性，称为整流装置的外特性，它是机车的重要特性之一。
整流装置对于直流负载(牵引电机)来说，是一个含有一定内阻的可变直流电源，其内阻应包括：换相等效电抗 ，变压器绕组导线电阻RL，整流元件正向压降△U。考虑以上压降之后，机车的整流外特性可进一步表示为：
(2-48)
二、单相可控整流电路
采用无级调速的电力机车，整流电路为可控整流。根据整流元件是否完全可控，又分为半控整流和全控整流电路。
(一)全控整流电路
图2-20(b)为理想全控桥，晶闸管T1、T4组成一对桥臂，晶闸管T2、T3组成另一对桥臂。当变压器二次侧电压u2为正半周时，相当控制角α的瞬间给T1T4送触发脉冲，T1、T4即导通，这时电流从电源a端经T1、Ld、M、T4流回电源b端，这期间T2T3均承受反压而截止。当电源电压过零变负时，因平波电抗器Ld的作用，使T1、T4仍承受正向电压而导通，因而ud波形出现负值部分，此时晶闸管T2、T3上虽都已承受正向电压，但由于触发脉冲尚未到来而未导通，当ωt=π+α时，触发T2、T3使之导通，T2、T3导通后立即使T1、T4承受反向电压而关断。电流从电源b端，经T3、Ld、M、T2流回电源a端。第二周期重复上述过程，其波形如图2-21所示。
图2-20 单相全控整流电路
图2-21 全控桥式整流波形
设二次侧交流电压 ，则在晶闸管控制角为nπ+α时，整流电压平均值Udα为：
(2-49)
当α=0时，Uda=0.9U2=Ud0
当α=π/2时，Udα =0。这时整流电压波形中正负两部分面积相等，故其平均值为0，所以全控桥式整流电路的移相范围为0≤α≤π/2。
当α>π/2时，Udα为负值，整流电路工作在逆变状态。逆变的有关内容将在第三章进行讨论。
整流电流平均值Id由欧姆定律确定，电流波形因平波电抗器Ld很大而呈一条直线，变压器绕组中电流波形为方波，电流有效值为：
(2-50)
晶闸管元件承受的反向电压为：
(2-51)
由图2-21(d)，变压器一次侧绕组电压u1与电流iT波形可知，此时一次侧电流iT的基波电流i(1)与u1之间的相位角等于控制角(即ψ1=α)，表示基波电流滞后于电源电压。根据功率因数、相位移系数、谐波系数的定义得：
(2-52)
说明全控桥式整流电路功率因数PF与整流输出电压的平均值Ud成正比，在满电压时为0.9，在低电压时功率因数很低。这是全控桥式整流电路最大的不足。
(二)半控桥式整流电路
图2-22给出了两种接法的半控桥式整流电路，图(a)为不共阴极整流电路接法，图(b)为共阴极整流电路接法。其中，不共阴极半控桥式整流电路在电力机车上被广泛采用。
分析图(a)可以看出，在正半周控制角为α时触发晶闸管，则T1D2导通，整流电流流过，桥臂T2D1承受反向电压截止。当电源电压u1下降到零并变负时，由于电感的作用，二极管D1导通，晶闸管T1关断，而晶闸管T2尚未触发，因此二极管D1D2同时导通，此时回路电流不经过变压器绕组而是经Ld、电机M、二极管D1D2构成回路，在此期间D1D2仅起续流作用，变压器绕组电流为零，输出电压为零，牵引电机端电压为零。
图2-22 半控桥式整流电路
当电源电压u2在负半周，T2承受正向电压，在相应控制角α时触发T2导通，D2承受反压截止，电流经D1、Ld、M、T2流回变压器。到电源电压u2又变正时，仍由D1D2提供续流回路，变压器输出变为零，直到下一个周波晶闸管触发脉冲到来。根据各元件导通的情况，可得出波形图2-23。在一个周波内晶闸管的导通角θ=π―α，二极管导通角θ=π+α。
对于晶闸管共阴极接法，虽然可利用直接耦合的触发电路，对变压器二次侧绕组的绝缘要求较低，但是对于大电感电路不适用。例如在交流电压正半周时，晶闸管T1、二极管D2导通，在交流电压由正变负进入负半周时，晶闸管T2尚未触发或触发脉冲丢失时，感性负载须通过晶闸管T1、二极管D1续流，晶闸管因电流大而关不断，再进入下个周波时，因晶闸管T1根本没有关断电源，电压将直接加在负载上，如此下去，负载电路将始终有半波整流电压作用，电路不能中断。因此，在电力机车上一般不采用此种整流线路。
半控桥整流输出电压的平均值Udα：
(2-53)
当α=0时，Udα=ud0
当α= 时，
当α=π时，Udα=0
由式(2-53)可知，控制角α的移相范围为0≤α≤π，
整流输出电流的平均值、元件承受的反向电压均与全控桥相同。
图2-23 不共阴级半控桥式整流电路波形图
半控桥整流电路的功率因数、相位移系数、畸变系数的计算如下：
图2-24 不同整流电路功率因数PF
我们将功率因数表达式中控制角α用Ud公式表示，则可表示为 的函数关系。根据式(2-33)、式(2-52)、式(2-54)可求出各种整流电路不同控制角α时的 值。绘出PF=f(Ud/Ud0)曲线如图2-24所示，Ⅰ为不控整流电路的功率因数曲线。Ⅱ为全控桥式整流电路功率因数曲线，由曲线可知，在低电压时功率因数是很低的。Ⅲ为半控桥式整流电路功率因数曲线，它位于Ⅰ、Ⅱ之间，显然半控桥整流电路的功率因数平均值有所提高。
图2-25表示相位移系数DF、谐波系数HF与输出电压级位之间的变化关系。由HF曲线可知，对于半控桥整流电路当控制角α较小(即电压级位低)时，谐波系数HF将增加，这说明电流畸变增大。
图2-25 可控桥式整流电路DF、HF波形
(三)电力机车移相调压方式的选择
通过对不同整流电路工作原理的分析可知，晶闸管可控整流电路的输出整流平均电压，可以通过改变触发角α来进行控制调节。因此，在交直型电力机车上，可以通过对机车整流装置触发角的控制即通过移相调压来实现对牵引电动机端电压调节的目的。
l.电力机车整流装置联结型式的选择
机车整流装置一般采用中抽式和桥式两种整流电路。从整流电路的参数计算中我们知道，桥式整流电路变压器的利用率较中抽式整流电路变压器的利用率高20%，故电力机车上一般选用桥式整流装置。
2.电力机车整流装置控制方式的选择
桥式整流电路的电压调节由式(2-49)和式(2-53)已经得出：
全控整流：Ud=0.9U2cosα，移相范围
; 时为逆变。
半控整流：
将晶闸管触发导通的时刻由π～0或0～π平滑地改变，则平均整流电压便平滑地上升或下降，这样便可达到调节电压的目的。
对于全控桥整流电路，当
时，将进行有源逆变。所以采用再生制动的电力机车，整流电路必须选择全控桥，而对于没有采用再生制动的电力机车则均采用半控桥。这是因为半控桥移相范围比全控桥大(0～π)，机车功率因数平均值高，而且半控桥比全控桥控制简单。
3.移相调压的特点
移相调压可通过平滑无级地调节晶闸管的触发相位来调节整流电路的输出电压，从而达到对电力机车进行无级调速的目的。无级调速可以减少调压过程中的电流冲击，使牵引电动机的力矩变化平缓，从而减少牵引力冲击与摆动，充分利用机车粘着重量，发挥较大的牵引力进行平稳操纵。另外，无级调速不需要转换主电路，也不需要设置专用的调压开关，使机车主线路大为简化。但是我们也看到，相控调压的最大缺点是功率因数低、谐波干扰大，在低电压级位时表现尤为突出。这是采用移相调压的电力机车需要解决的问题。
三、多段桥顺序控制
为了改善机车的功率因数，降低谐波干扰，机车上广泛应用多段整流桥顺序控制，即把桥段数增加到n段，n愈大，则效果愈好。下面就分别介绍理想情况下半控二段桥、三段不等分桥，四段经济桥的工作原理。
(一)二段半控桥
图2-26给出了二段半控桥整流电路。该整流电路中变压器二次侧绕组分成电压相等的两段ab和cd，各自接有半控桥整流电路RM1和RM2，两个半控桥相串联，其中由D1～D4提供直流续流通道，两段半控桥顺序控制。
第Ⅰ段(低压阶段)，首先移相控制T1、T2，则ab-RM1投入工作，RM2中T3、T4被封锁，D3D4提供电流通道，绕组cd中没有电流流过。负载电流流过绕组ab、RM1、RM2中的D3、D4。第Ⅰ段整流输出电压的平均值为：
当αl=π时，Ud=0
当α1=0时，
图2-26 二段半控桥
图2-27 二段半控桥波形
第Ⅱ段维持T1、T2满开放，控制T3、T4则cd一RM2投入工作，负载电流流过ab、RM1、RM2、cd，此时整流电压波形如图2-27(a)，一次侧电流波形为图2-27(d)。第Ⅱ段整流输出电压的平均值为：
当α2=π时，Ud2=Ud1(α=0)=0.5Ud0
当α2=0时，Ud2=Ud0
根据功率因数、相位移系数、波谐系数公式(2-30)、式(2-31)可以计算出二段半控桥的PF，DF、HR。图2-24曲线(Ⅳ)即为半控二段桥的功率因数，可见采用二段桥功率因数已有显著的提高。从图2-27(d)iT波形看，电流的畸变也有所改善。日制6K型电力机车和国产SS6型电力机车主电路均采用二段半控桥式整流电路。
(二)三段不等分桥
从对二段半控等分桥的分析可以看出，随着桥段数的增多功率因数将有所提高，但是段数的增多，会使牵引变压器二次侧绕组的分段数相应增加，整流臂数、元件数量增多。因此而引起机车主电路复杂，控制复杂。在实际应用中，一般采用多段不等分桥整流电路。图2-28所示为三段不等分桥。变压器二次侧绕组由二段a4x4、a2x2组成，其中一段a4x4接成中抽式半控桥，另一段a2X2接成一般半控桥整流电路，因中抽式绕组可看作两段绕组a4b4、b4x4，故实际变压器二次侧绕组是三段不等分，各段绕组的电压分配比例为1:1:2。D1～D4提供直流续流通道。三段不等分半控桥式调压整流电路的升压顺序控制如下：
第1段：a2x2-T1T2D3D4工作，大桥调压，T3～T6晶闸管封锁，负载电流流过D3D4、T1T2D1D2、a2x2。输出电压、电流、变压器绕组中电流的波形如图2-29(a)，整流输出电压的平均值为：
当α1=π时，Udl=0;αl=0时，Ud1=0.5Ud0=0.9Ua2x2。
第Ⅱ段：维持T1、T2满开放，a4b4-T3T4D3D4四臂小桥调压。T5、T6封锁，负载电流流过T1T2D1D2、a2x2、D3D4T3T4、a4b4。此时输出电压、电流及变压器绕组中电流波形如图2-29(b)。整流输出电压平均值为：
当α2=π时，Ud=0.5Ud0 ;α2=0时，Ud=0.75Ud0。
图2-28 三段不等分半控桥
图2-29 三段不等分桥分段调压波形图
第Ⅲ段：维持T1～T4，满开放，b4x4-T5T6 D3D4调压桥调压，负载电流流过三段变压器绕组和三段半控桥。电压、电流波形如图2-29(c)。此时整流电压平均值为：
当α3=π时，Ud3=0.75Ud0 ;α3=0时，Ud3=Ud0。
三段不等分桥的功率因数曲线见图2-24(Ⅴ)，它与二段桥相比功率因数较高，波形畸变偏小了。此种整流调压方案被广泛采用。国产SS4、SS8、SS34000、SS9系列电力机车均采用此种调压方案。8K机车亦采用三段不等分桥，所不同的是8K机车调压整流的第一段桥为全控桥，移相范围
。当α1=0时，顺序开放第二段桥，此时维持全控桥满开放，即相当于工作在不控桥状态。
(三)四段经济桥
四段经济桥的整流电路结构与三段不等分桥相同，只是采取的控制顺序与三段不等分桥不同，四段桥的控制顺序如下：
仍以图2-28为例进行分析。第Ⅰ段移相控制T3T4，a4b4-T3T4D3D4调压桥投入工作，而T1T2、T5T6均封锁，仅a4b4段绕组有电流流过，整流输出电压为：
当α11=π时，Ud1=0;当α11=0，Ud1=0.25Ud0
第Ⅱ段维持T3T4满开放，控制T5T6使b4x4亦投入工作，T1、T2仍被封锁，绕组a4b4、b4x4均流过电流，D1D2提供直流通道，此时整流输出电压为：
α21=π，Ud2=0.25Ud0
α21=0，Ud1=0.5Ud0
第二段桥满开放时，通过逻辑控制将a4x4绕组的负载转移到a2x2段绕组上，即将第二段桥的满电压输出完全等值地转移到a2x2-T1T2D1D2上去。因为a2x2、a4x4匝数相等，只要控制合理，就可以实现无电压电流冲击的平滑转移。一般选择在电压过零时刻，使晶闸管T1T2满开放，同时封锁T3～T6脉冲。这样，对牵引电机而言，整流输出电压值不变：
第Ⅲ段桥，维持T1T2满开放，再次控制T3T4，使a4b4再次投入工作，那么此时整流输出电压：
当α12=π，Ud3=0.5Ud0;α12=0，Ud3=0.75Ud0
维持T1、T2、T3、T4满开放，再次控制T5、T6进入第Ⅳ段。b4x4再次工作，总的整流输出电压为：
当a22=π时，Ud4=0.75Ud0;当a22=0时，Ud4=Ud0。
表2-1 四段经济桥的控制
由表2-1三段不等分桥控制顺序可知，由于利用了中抽式半控桥，结果使三段不等分半控桥获得了四段等分桥的效果。这样就用较少的元件和绕组段数获得较多的调压级数，从而降低晶闸管机车造价，故称中抽式桥为经济桥。它起着电压调节的作用，也叫移相桥，而另一半控桥则起着存储电压的作用，称为开关桥。
理想情况下，四段经济桥的功率因数值如图2-24曲线Ⅵ所示。分析图中曲线可以看出，电力机车采用四段半控桥已具有比较满意的功率因数。国产SS4机车采用此种调压方案。
四、功率因数补偿
相控调压有一个重要的性能指标，即功率因数和谐波干扰。采用相控调压的电力机车其功率因数较低，不仅降低了设备的利用率，而且谐波含量高，影响了电网的供电质量，对电网造成严重污染。随着机车单机功率的增加及大功率电力半导体元件在电力机车上应用的日益广泛，提高功率因数，减少谐波电流已成为一个重要问题。另外，电力部门和邮电部门都对用户的功率因数和谐波电流有限制。一般晶闸管相控机车的功率因数为0.78～0.80，谐波电流为Jpmax>9.2A，远不能满足PF=0.9、I(3)=3.9、I(5)=4.0的限制要求。
根据公式(2-28)可知，晶闸管相控机车的功率因数PF=λcosψl，DF主要取决于α、HF根据图2-24可知变化范围不大，其中主要是3次、5次谐波含量。因此，改善晶闸管相控机车的功率因数和减少谐波电流的方法有：
1.采用多段桥
如前所述，这一方法能提高机车的功率因数和降低谐波分量，但段数过多会使变压器抽头数增加，整流装置复杂，即使是多段桥，由于其电子控制增加从移相桥到开关桥逻辑转换的复杂性，在一定程度上会降低机车运行的可靠性。因此，其控制更加复杂。一般干线电力机车不超过四段，试验表明，在额定工况下，PF=0.80～0.85。
2.采用功率因数补偿器(PFC)
功率因数补偿装置兼作滤波器，简称PFC装置，一般常用形式为LC、RC、RLC，并跨接于机车主变压器二次侧绕组的两端，如图2-30所示。其工作原理可用图2-31说明：在理想情况下，由于整流电路的作用，整流装置交流侧电流I2为一方波，造成接触网中电流波形发生畸变，即产生高次谐波电流，从iT表达式中我们知道，谐波电流主要是3、5、7次含量。而整流装置的负载--平波电抗器和牵引电动机均为感性负载，加之整流装置本身的晶闸管相位控制(α)的作用，使电流I2的相位滞后于电网电压UC，也即产生了一个感性无功电流，使机车功率因数降低。加上功补装置后，就是把L、R、C连接成某一频率的谐振电路(一般在靠近三次或五次谐波频率处)。在基波网压的作用下对基波呈容性，提供容性无功电流，减少相控整流机车滞后的负载电流，从而提高了功率因数;同时对3、5次谐波呈低阻性，使通过功补装置的3次、5次谐波电流增大而被吸收掉，减少了流向电网的3次或5次谐波电流，也减少了等效干扰电流。
图2-30 滤波电路
图2-31 机车滤波器工作原理
试验表明相控机车安装了一定容量的PFC之后，勿需采用多段桥就可以。机车加装了功率因数补偿装置后，提高机车的功率因数，降低接触网和机车主变压器的损耗，同时也减少了接触网对沿线通信线路的干扰，从而大大简化了机车主电路的结构，使整流装置的桥段数减少，例如SS6机车就采用了二段桥带PFC的主电路，引进的6K、8K机车，当PFC全部投入时PF>0.9。由于受机车重量与总体布置上的限制，于是提出在地面牵引变电所和接触网上设置功率因数补偿装置，即车下补偿。试验表明车上、车下补偿各有效果，两者侧重不同。