每个开关电源设计人员都敏锐地意识到设计噪声的必要性以及这与效率、电路板空间、成本和开发时间之间的拉锯战。同步转换器中使用的 MOSFET 中的体二极管是极好的免费赠品——它在死区时间换向期间提供传导路径。它产生的噪音也是免费的,这不是我们想要的那种“免费”。让我们看看发生了什么,探索小型肖特基二极管如何帮助最小化噪声,并了解这种技术何时以及如何发挥作用。
图 1. 传统降压稳压器拓扑图
图 2. 降压控制器开关周期示意图
标准降压转换器拓扑如图 1所示。提供了有关其操作的详细DC-DC 降压转换器教程,开关周期的视图如图 2所示。每次关闭一个开关时,都会引入一个死区时间,以确保第一个开关在另一个开关打开之前完全关闭。在这个死区时间内,电流必须保持流过电感,并且这个电流路径由内置在 MOSFET Q 2中的所谓体二极管提供。在这短暂的时间内发生了很多事情,特别是在 Q 1开启的那一刻,这就是额外的噪音发挥作用的地方。
图 3. 体二极管反向恢复电流曲线图
图 3从 Q 2刚关闭到 Q 1打开后放大。当 Q 2关断时,由于其磁场崩溃,电流将继续流过电感器。这会导致电感两端的电压换向(反向),将开关节点 (VSW) 拉低,直到 Q 2中的体二极管开启并导通。一旦死区时间过去,Q 1就会开启。这会导致 Q 2中的体二极管成为反向偏见。体二极管是 PN 结二极管结构,因此具有反向恢复时间的不幸特性。当体二极管初始反向偏置时,电流反向流过二极管。在表示为 t a的时间段内,PN 结中的电荷载流子被扫除。然后在时间 t b期间,反向电流下降到零,因为 PN 结建立了一个可以阻止反向偏置的耗尽区。在 t rr期间出现的电流脉冲会在寄生电容和电感中感应出电压,这会显着增加电路中的噪声。
有几个因素会影响反向恢复曲线的特性。最大的因素是体二极管本身具有较长的反向恢复时间。MOSFET 经过优化以减少栅极电荷和导通电阻;它们的体二极管是寄生 PN 结构,与我们在电力电子中使用的其他二极管相比,反向恢复速度较慢。恢复时间也取决于温度,在更高的温度下变得更糟。反向恢复开始时的 dI F /dt 速率主要受电路中寄生电感的限制,设计人员试图将其最小化。较低的寄生电感导致更高的 dI F /dt,从而导致更高的 |I R,MAX|。我们几乎无法(如果有的话)改善这些因素,因此我们要么接受额外的噪音,要么从工具箱中取出更好的二极管。
图 4. 添加了肖特基二极管 D S的传统降压转换器示意图
我们工具箱中较好的二极管是与 MOSFET 的体二极管并联放置的肖特基二极管 (DS ) ,如图 4所示。肖特基二极管具有较低的正向电压,因此当电感器换向时它会打开而不是体二极管。在 Q 1开启后,反向偏置 Q 2,体二极管已经关闭(因为它从未开启过)。肖特基二极管由金属-半导体结而非 PN 结制成,并立即关闭。肖特基二极管中存在少量结电容,需要通过从 Q 1流出的电流对其进行充电。这看起来类似于体二极管的反向恢复,但幅度较小。
这留下了一些悬而未决的问题:我们什么时候需要考虑减轻体二极管噪声,我们如何选择合适的二极管,以及它应该如何物理实现?离开理论和跳脚的世界首先进入实践,我们将根据一般指导而不是精确计算进行思考。导致反向恢复期间功耗的因素可以提供一些见解,并由下式给出:
P RR = Q RR x V IN xf SW等式 (1)
其中 P RR是以瓦特为单位的功率,Q RR是以库仑为单位的体二极管反向恢复电荷,而 fSW 是以赫兹为单位的开关频率。Q RR可以在 MOSFET 数据表中找到,但通常在室温和特定 dI F /dt 下指定,这可能与您的特定条件不匹配。例如,由于 MOSFET 远高于 25°C ,Q RR可能是规定值的 2.5 倍。尽管如此,方程式 1 提供了一些总体趋势,就像 Hard Knocks 大学的经验一样。体二极管噪声往往最高:
当开关频率在 300kHz-500kHz 以上时
当输入电压高时
当 MOSFET 温度较高时
在 10MHz 到 100MHz 的频率范围内
选择肖特基二极管时,请注意它仅在很短的时间内(通常为 10 ns)承载换向电流,因此会看到轻微的热负载。一个相对较小的二极管就足够了。尽可能低的引线电感是肖特基二极管选择的优先事项。带有扁平引线的小型表面贴装封装是最好的。二极管应放置在尽可能靠近 MOSFET 的位置,以尽量减少两者之间的寄生电感。事实上,有集成肖特基二极管的 MOSFET 可用,因为寄生电感是有害的。最后,虽然本文以传统降压转换器拓扑为例,但这些概念同样适用于其他开关转换器类型。
希望这篇文章能够让您了解 MOSFET 体二极管产生的噪声,以及如何以及为什么可以使用肖特基二极管进行缓解。在你的工具箱中拥有这个工具可能有助于解决你未来的一个具有挑战性的问题。
审核编辑:郭婷
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