如何利用MOSFET的三极管和饱和区与负载电阻配对以提供脉冲电流-电子发烧友网

当环境和电路设计变量影响输出时，要确定具有负反馈的电路的稳定性并非易事。任何错误的计算都会成为电路异常行为（如振荡和振铃）的温床。这就需要采取先发制人的测试程序，以最小化输出波动的可能性。不幸的是，这种方法通常是用价格过高的高端电子负载来执行的。本文为业余爱好者介绍了一种经济的选择-即利用MOSFET的三极管和饱和区与负载电阻配对以提供脉冲电流。

系统稳定性简介

为什么稳定性如此重要？难道人们不能立即获得现成的知识产权（IP），构建或制造电路，测试功能，然后将其启动到预期的应用程序吗？不幸的是，这种临时方法充斥着风险，并伴有潜在的灾难性后果。要了解这些风险，必须建立一个关于稳定性含义的牢固基础。

根据闭环反馈系统的传递函数，通过将分母等于0来获得不稳定的条件。因此，当系统以“ -1”的增益（即单位增益和180°相位反转）工作时，整个传递函数接近无穷大，从而使该条件成为极点（另一种识别极点的方法是提取分母的特征值或特征向量）。由于传递函数将频率作为其因变量，因此很容易假设设计工作频率远离极点的电路将解决该问题。但是，这种预防措施是不够的。当引入负载和环境变量时，传递函数和极点（或极点，如果信号或系统更复杂）也会改变。系统的复杂性和应用进一步模糊了稳定性的界限。例如，功率转换器装有许多非线性电路元件和外部寄生元件，这些元件会导致这种极移。从理论上讲，如果不是很繁琐的话，就不可能在稳定和不稳定的输出之间形成鲜明的界限。但是，这并不意味着估计是不可靠的。只是理论不能完全保证稳定性。

根据上述论点，如果仅对基本功能进行测试，则该产品极有可能在现场发生故障。行业中的一个场景是客户对产品故障的抱怨。最糟糕的是，由于对失败产品的嘲讽，该公司将陷入亏损。

测试不稳定的方法

有多种测量技术可用于测试电路是否会在特定条件下振荡。优先级取决于可用资源，下面将详细讨论每种资源。

方法1：从波特图获取增益和相位裕度。该方法通过在频率上观察电路的特性响应来通过判断领域。需要价格昂贵的网络分析仪或频率响应分析仪，将频率扫至所需范围的正弦波与输出耦合到电路的反馈环路中。然后同时测量增益和相位。回想振荡发生在单位增益和180°相移时，提取20 * log（1）= 0 dB的相位，并取其与180°的差。这是相位裕度。增益也适用相同的方法。增益裕度较不受欢迎，因为有更多情况下相位不超过180°。更高的利润率意味着在满足极点条件之前还有更多的回旋余地，从而使电路更稳定。

该方法很好地说明了每个变量对电路频率响应的影响。较高的输出电容意味着较低的相位裕量，因为相位和高频分量会被衰减，从而将0dB点推向左侧。设置对于测量的准确性也至关重要。如果由于不小心处理连接器和错误焊接而造成意外寄生元件，则可能会引入误差。

方法2：观察负载瞬态响应。该方法通过在时域中观察电路的特性响应来通过判断。根据电路规格，以灌电流或拉电流对输出进行脉冲化。示波器仍然很昂贵，但是比FRA便宜，用于观察输出的响应。如果观察到加剧的吉布现象，尤其是没有立即衰减的现象，则在该条件附近可能存在极点。下面将对此方法进行更深入的讨论。

方法3：使用“ Pease的原理”。一种方法是从著名的模拟 IC设计人员（特别是运算放大器）（又称带隙沙皇），已故的Robert Pease（我最初通过他那令人着迷的丰富专栏“ Pease Porridge”认识的）中借鉴而来的。大学）阐述了一种简单的电路稳定性测试方法。它涉及用所有频率的方波对电路进行冲击。如果电路仍然存在，那么它很坚固。电路的弱点也会浮出水面。该过程在理论上是明智的，因为方波的频率内容包含在频域中（还记得方波的傅立叶级数还是单位阶跃响应的傅立叶变换？）。就像上述第一种方法一样将所有奇异正弦波分量压缩为方波（而不是单独扫描每个正弦波分量）。我认为，这种方法应注意一些预防措施，例如在输出端使用有功负载。

仔细研究负载瞬态响应

在测量负载瞬态响应时，可能需要能够提供更好分辨率的示波器。当处理很大的电流时，电路的输入电压值得检查是否有明显的下降。这可能会导致电路的欠压锁定（UVLO）触发。在这种情况下，实施4线配置可能会成功。应遵循正确的探针接地，以避免可能引起不稳定的假阳性的假性过冲和下冲。

监视电流可能是一个障碍。可用的选项是围绕一个电流探头进行多次旋转以实现低电流，以及用于监测甚至更低电流的感测电阻器。三轴电缆也可以消除绝缘泄漏的影响。

测量负载瞬态响应的方法

有多种测量负载瞬态响应的方法。在以下段落中将详细描述每种方法。

使用与电阻串联的MOSFET：此实现可能是本文中描述的最简单的方法，涉及在三极管/有源区中与负载电阻串联工作的MOSFET。负载电阻的电阻值将决定脉冲电流的高电平。可以用任意波形发生器或函数发生器为MOSFET的栅极提供脉冲。对于更宽松的规格（脉冲电流的压摆率不是大问题），可以提供脉冲的任何定制电路都可以。值得注意的是，MOSFET开关必须在三极管区域内，否则它将表现出高阻抗（就像电流源一样，这是饱和时的状态）。

请记住，为了使三极管区域中的开关偏置，体-源极电压必须处于地电位（可以反向偏置，但不能太大，因为阈值电压也会增加），并且栅极-源极电压必须更高。比漏极-源极电压加上阈值电压高。

图1.负载瞬态测量中的NMOS电阻对（左）和PMOS电阻对（右）的设置（来源：Justin Spencer Mamaradlo）

从图1可以看出，NMOS位于地面附近，PMOS与VOUT端子相切。这并非偶然，因为这样的配置使将栅极-源极电压驱动至三极管区域变得更加容易。例如，如果将NMOS放置在负载电阻上方，则其漏极端子将高于地面。解决此问题的一种方法是将脉冲电路连接到NMOS漏极而不是接地，或者引入DC偏移。不幸的是，如果脉冲发生器是具有内置接地的仪器，则这是不可能的。

使用电子负载：市场上有很多电子负载可以满足广泛的测量要求。当然，每种仪器的质量都会随着成本的降低而下降。但是，即使是最便宜的电子负载，其价格也无法与单个MOSFET和电阻器的价格竞争（出于业余爱好者的目的）。如果是这样，那为什么还要在这里提及呢？好吧，我将其包括在内以供完成，以防万一有人可以为这种工具掏出美元。

对于瞬态测量，可能需要一种支持开关的电子负载（仅此一项要求就将价格门槛设置得过高）。以GWINSTEK的PEL-3000系列电子负载为例。要执行测量，请将仪器设置为“ CR”模式并设置适当的电流范围。请务必牢记每个范围的相应压摆率，以避免输出电压出现不必要的过冲（可在仪器的数据手册中找到）。配置其他所需的其他设置（例如保护功能，以避免损坏DUT，软启动等），并确保接口的极性没有接反。

使用在饱和区工作的功率MOSFET：这种方法是电子负载背后的基本原理，当在饱和条件下工作时，利用MOSFET的特性作为恒定电流源。这是最方便的，因为电流取决于栅极上施加的电压，而不是外部电阻（更难设置）。挫折是MOSFET的功耗。由于没有负载电阻，因此MOSFET承受着DUT的额定输出电压和负载电流容量的压力，可以达到相当高的瓦数。因此，在这种情况下使用的MOSFET（与先前描述的方法相比）更加昂贵。对于脉冲负载，栅极上的高电平电压必须足够准确，以在MOSFET的漏极和源极之间驱动正确的高电平电流。所以，

LTSpice中的负载瞬态仿真

以下是针对USB Type-C的同步电流编程模式连续传导模式（CPM-CCM）降压-升压转换器的个人设计。

图2.在LTSpice中绘制的CPM-CCM双向USB Type-C转换器（来源：Justin Spencer Mamaradlo）

作为双向功率转换器，该电路以三种模式工作：正向降压，正向升压和反向降压模式。电感器的精确模型设置为10 µH，并为合理的电流纹波而设计。MOSFET对根据工作模式而交替（四个不能同时切换）。提供了有关转换器操作的全面说明，如下所示：

在点1处，作为5V降压转换器：为了作为降压器工作，M1必须作为短路（三极管区域）工作，而M2必须作为开路（截止区域）工作。M3和M4必须设置占空比，以便将输入电压降低至5V。由于使用了NMOS对，因此M3需要U11（一种辅助低功率隔离式未稳压dc-dc转换器）来辅助M7的栅极，该辅助转换器有助于U7（此转换器状态的高端驱动器）。获得所需占空比的粗略估计很简单（只需对降压使用常规公式即可），然后进行调整以满足公差要求。

在点2处，作为20V升压转换器：为了使该转换器作为升压转换器工作，M3必须是短路（三极管区域），而M4必须是开路（截止区域）。这次，M2和M1必须调整其占空比以产生20V输出。可以通过调高升压的通用公式并进行校准以满足公差范围来绘制大致数字。

在点3处，作为5V反向降压转换器：在这种情况下，晶体管的状态与点2相似。唯一调整的变量是占空比。同样，可以使用降压的通用公式来获得合理的估算，然后进行精炼以满足公差要求。

开关频率设置为250kHz，高端和低端功率MOSFET之间的死区时间为100ns。两个控制信号（control1和control2）均已用于控制四个功率MOSFET的开关时间。

CPM模块的内部示意图如下所示：

图3.显示的是USB Type-C电源转换器的CPM模块的内部示意图（来源：Justin Spencer Mamaradlo）

控制电压进入“ vc”引脚，而感测到的电压进入“ vs”引脚。理想的电压源Varamp使用人工斜坡来提高稳定性并降低失真。U1用作馈送到SR触发器的比较器。最终输出是“ PWM”端子上的脉宽调制信号。

为了测试此USB Type-C转换器的负载瞬态响应，如下图所示，将Rload从8.9欧姆（2.2A）脉冲到6.7欧姆。

图4.通过LTSpice中的PWL功能获得的负载瞬态响应（来源：Justin Spencer Mamaradlo）

通过上一节中介绍的第三种方法可以获得类似的结果。图5提供了一个示例电路实现。比较器U16（LT1013）用作驱动Q1的500Hz弛张振荡器。这将定义转换器输出处电流脉冲的时序。开关波形耦合到R22，并加到由R14的分压器（Rtop和Rbot）决定的偏移量。U15被配置为反相放大器，因此在M5的栅极之前插入了另一个反相放大器U14。