在图7中，极零点频率如下：
fP1=1/（2p （RPD//RF）（CPD+CCM+CDIFF+CF+CRF））
fP2 =1/（2p RS CPD）
fZ=1/（2p RF（CF+CRF）） （4）
图7 噪声增益1/b 曲线的极零点图
从式（4）中容易地看出，加大CF将降低fP1，并降低高频增益［1+（CPD+CCM+CDIFF）/（CF+CRF）］。
1/b 网络的极点设计成1/b 与放大器的开环增益曲线相交的那一点。此时频率就是这两条曲线的几何平均值。CF可计算如下
（5）
式（5）中fU是放大器的增益带宽积。此时，系统具有45° 的总相位容限，阶跃响应将呈现25%的过冲。对于使用MCP601放大器的电路，CF的值将为
这种最佳的计算结果是建立在假设放大器参数如带宽或输入电容以及反馈电阻值没有改变，二极管的寄生电容也无改变基础上的。
较保守的计算方法CF的取值为
（6）
此时系统的相位容限将为65° ，而阶跃函数的过冲是5%。用式（6），CF的值将为
这种保守的方法会轻微增加系统噪声。上述两种结果均可用模拟程序#7～#10分别对表1中的MCP601和OPAMP#2进行模拟。
系统的噪声性能是通过计算或模拟而推导出来的，它涉及到频率响应中五个区域的噪声和反馈电阻噪声。这五个区域如图8所示。图8中将整个响应分成五个区域便可容易地计算出噪声电压。每个区域内的总噪声等于系统增益（1/b ）乘以放大器噪声的均方根值。RF的噪声不乘系统增益。
该系统的噪声电压完整计算如下
（7）
式中e2N是指定频率范围内的平方累积噪声，（N=1，2，……5）。
尽管这些计算看来较冗长，但还是相当有指导意义的。计算结果将得出总的系统噪声并指出有问题的区域。
系统噪声的累积均方根值也可用SPICE模拟。其X轴为频率（Hz），Y 轴是从直流到指定频率的累积噪声电压（V）。
一个SPICE噪声模拟需要一个独立的交流电压源或电流源。此时电路的输出噪声（RTO）可被模拟。在这个模拟中，X轴为频率（Hz），Y轴为噪声的累积均方根值VRMS。在运行模拟程序之前，应确保已经键入了用户想采用的反馈电容值。
图8 系统噪声
采用MCP601放大器模拟系统的累积噪声，结果显示噪声主要发生在较高的频率处。增加CF的值或减少RF的值可容易地降低整个系统的噪声。
另一个降低噪声的方法是减小放大器的带宽。这可从模拟“运放#2”中观察到。在运行模拟程序之前，要保证已键入了用户想采用的反馈电容值。
采用“运放#2”模拟系统的累积噪声显示了所希望的结果，但是，光电二极管输入信号的带宽却由于放大器的带宽限制而大大减小。在某些应用领域，这可能是不可折衷的。为了降低噪声，这个电路输出端可减小的其它参数是光电二极管的寄生电容CPD和运放的输入电容CCM和CDIFF。
在光电二极管前置放大器电路中，允许的最大噪声是多少？作为一种参考，工作在5V输入范围的12位系统具有相当于1.22mV的LSB。而同样输入电压范围的16位系统的LSB则为76.29m V。
本文特别关注了与标准光检测电路有关的稳定性和噪声问题。电路工作原理为如何较好地解决设计问题提供了思路。而模拟则用于验证理论，它说明如何才能设计出一个低噪声又充分稳定的电路方案。设计中的可变参数是光电二极管、运算放大器和反馈网络。选择光电二极管主要是因为其良好的光响应特性。但是，它的寄生电容会对噪声增益和电路的稳定性产生影响。选择运放是由于其小的输入偏置电流和带宽。此外，放大器产生的噪声也是一个重要的指标。最后，反馈网络也影响系统的信号带宽和噪声幅度。
一旦理论和模拟相互吻合，设计过程中最后且最重要的一步就是制作实验模拟板。