IGBT并联电路作用与原理：
IGBT的并联主要是为了解决电 流规格不足的问题，有时候是材料所限将IGBT 单管并联使用，电流规格也可以达到甚至比模块更高；更多的情况是现有产品规格受限制，即市场上最大电流规格的IGBT模块也不能满足需要并联是不得已而为之。
NPT、FS型IGBT Lk PT型IGBT更容易并联，但并不是可以无条件的任意并联。
IGBT 并联时，在电路上需要遵循以下原则：
·流过各并联单管/模块的电流应尽量相等（均流）；
·各并联单管/模块的开关速度应尽量相等。
具体要考虑的因素，大致有如下几个方面。
1.直流母线（主电路）的供电
直流母线（ DC-link）也译为“直流链路”，指系统主电路的直流供电回路，而忽略交流信号通道。相应的，主电路供电系统的主滤汲电容也称为直流链路电容。“
·直流母线的正、负端与各并联IGBT的连线长度最好相等，尤其是电 流规格比较大的模块并联时更应该注意。
·在每个并联的发射极回路应设置均 流 电阻，阻值可取栅极电阻的1/3。
·C-E问突波吸收电路，应为每个并联的IGBT 单独配置。
·尽可能为每个IGBT 单独配置电源滤波电容，尤其是模块并联时更应该注意。
·注意直流母线与并联IGBT的连线形式（导线的形状与截面的形状）与方式（布线与结构）。大电流导线以扁 平为佳，多条导线相对于模块最好侧立布是水平叠层布置。
2.驱动电路
·驱动电路尽量不要与直流母线叠加或者交叉。
·模块并联时，应使用第二发射极（副发射极）；单管并联时，发射极先与驱动回路连接，后与直流母线连接。
·每个并联的IGBT都要有自己的栅极电阻。虽然模块内部火都已经设置了（内部）栅极电阻，多个模块并联时仍然需要为每个模块配备栅极电阻；如果是独立的多单元模块（模块的每个单元都有独立的引出线），内部互不连接，将多个单元并联起来的时候，每个单元都要配置栅极电阻。
·应为发射极配置均流电阻R。。均流电阻有负反馈作用，也和栅极R。一样具有消除振荡的作用。对于单管并联，主电路电流并不算太大时，均 流 电阻可以串联在主电路中，能够更有效地均流，并防止开关速度快的IGBT过载；对于模块并联，主电路的电流非常大，若将均流电阻串联在主回路中，即使阻值很小也会带来客观功耗，这时均流电阻串联在驱动回路中较为合理。如果想进一步抑制并联回路的电流均衡问题，可以在主回路中串人电感，以有效地抑制峰值电流不均的问题。
·驱动电路与IGBT 之间的连线采用双绞线较为合理。
3.器件选择
·最好选择同一制造商、同一型号的IGBT 单管或者模块进行并联，同—批次更好；采用多单元独立配置的模块，将其中的各单元并联更好，或者将全桥的下臂闲置，将上臂进行并联。
·主滤波电容应该优先选用低ESR（等效串联电阻）和抗高IR（纹波电流）的品种。ESR和IR除了关注技术手册或者经销商提供的数据，还要上线（装上实际应用的电路）进行实际测试。
·如果成本允许，选择（金属化）聚丙烯薄膜电容（MKP）比传统的电解电容更有优势，尤其是超过500V的直流母线系统。MKP 电容承受纹波电流、浪涌电压的能力强，还可以承受反向电压，而且电压规格比较高，大容量规格，市场上有3300V以上的产品。
igbt并联电路作用与原理：
IGBT的串联主要是为了解决电压规格不足的问题，有时候是材料所限；更多的情况是现有产品规格受限制，即市场上最大电压规格的IGBT模块也不能满足需要，串联是不得已而为之。
IGBT 串联时，在电路上需要遵循以下原则：
·各并联单管/模块的C-E间承受的正向电压应尽量相等（均压）；
·各并联单管/模块的驱动信号应尽量相同；
·各并联单管/模块的开关速度应尽量相等；
·各串联单管/模块以及驱动电路之间的绝缘必须保证。
影响IGBT 串联的主要技术因素参见表1，主要术语解释如下。
静态：IGBT长期处于关断状态；
动态：IGBT处于高速开关的工作状态；
△：串联IGBT或电路单元的参数差别；
Lwire：引线分布电感和等效电路；
Ton：驱动信号的开通时间；
Toff：驱动信号的关断时间。
器件选择与电路布局需要遵循的原则如下。
·尽量减小各IGBT 之间技术参数的差别：选择同一制造商、同一型号的产品，如果有条件，选择同一批次的产品。
·驱动电路对称分布：减小信号传输的延时差别。
·散热条件尽量相同：强制风冷与并联的要求相同，目的是使散热片的温度尽量相同。
·设置静态分压电阻：静态条件下，用并联电阻均压使串联IGBT上的压降趋同，流过该电阻的电流为ICES的5~10倍，而该电阻分担的电压则是直流母线电压除以串联IGBT的个数。
·用RC突波吸收进行动态均压：目的是使C-E间的电压变化速率趋同。
·多电平拓扑：IGBT直接串 联多适用于小、中功率的高匯开关，功率比骏大的时候，多电平变换电路应用得比较多。
1.静态、动态均压电路
IGBT的基本串联方法如图1所示。静态均压电阻的计算方法在本文中已做说明；动态均压由突波吸收电路完成。额外的要求是，各串联单元突波吸收电路的元件参数需要尽量减少误差。
钳位电路的钳位电压等于l/n总耐受电压。如2个串联，钳位电压等于总耐受电压的1/2。
2.栅极的隔离驱动
IGBT串联时，各串联单元栅极因单位的参考点不同，需要隔离（驱动）。隔离驱动的原与半桥类似，不同的是串联单元需要同步驱动：各串联单元需要尽量同时开关。
隔离驱动可以用光耦，也可以用脉冲变压器。无论哪种形式，都需要注意隔离器件的隔离电压，不是每个串联单元的电压规格，而是各串 联单元的电压规格之和。例如，2个3. 3kV的IGBT串联，驱动隔离单元的隔离电压的安全规格应该是6. 6kV，而不是3.3kV。
（1）基于光耦的IGBT串联隔离驱动
图2是采用光耦隔离的串 联 电路示意图。隔离电源可以采用DC-DC开关电源；Vcc为直流供电电源，如果对体积要求不苛刻，隔离电源也可以采用工频变压器，这时候的V cc就成了市电输入。
（2）基于脉冲变压器的IGBT串联隔离驱动
图3是采用脉冲变压器的隔离电路示意图。变压器隔离能够采用自供电方式。
Q3是Q1的栅极放电开关，在N2上负下正的时候导通，将Q1栅极的电荷迅速泄放掉；Di则能够加速Qi的导通过程。
如果Q1、Q2的电流规格比较大，需要的驱动功率也比较大，则自供电驱动方式（图4）会因为T1功率的增加而限制开关速度。同时，利用高级开关驱动信号来实现自驱动，功率太大，也不经济，还会使EMI问题增多。因此，如果串联开关的电流规格比较大，推荐采用隔离电源供电，像图3那样进行有源驱动。
无论哪种驱动方式串联后的功率开关都已经不再是3端器件。图2是5端（单管应用）或者6端器件（半桥应用，Vcc也需要与信号地隔离）；图3则是4端器件，采用隔离电源有源驱动时则是5端或者6端器件。
（3）有源自供电
用隔离电源供电除了会增加功率开关的引线端子、元器件的数目和电路的复杂程度，还会因为线间寄生电容的增加而限制开关速度的提高，采用有源自供电方式可以改善上述问题。
以串联开关Q1为例（Q2与之相同），一种有源自供电 电路如图4所示，驱动电路如图2所示。Q3充当C1的有源可控开关，在Q1关断期间导通，对储能元件C1充电，C1 驱动电路供电。
Q3与Q1的电压规格和开关性能相同，电流规格无特别要求，电压规格要求不高的时候，可以用同等电压规格但电流规格较小的VMOS替代。
TVS为Q3的开关控制器件。当 Q1关断时，其集电极电 位升高，将TVS击穿，Q3栅极得到偏置 电压而导通。如果开关速度不高，TVS可以用稳压二仪冒替代；如桌這度比较高，半导体器件不能满足要求的时候，TVS可以用气体放电管替代。D2为Q3的栅极偏置器件，当 TVS击穿时，为Q3栅极提供合适的偏 置 电压。D1为阻断二极管，使Q3变为单向开关；如果采用逆阻型IGBT，D1可以省略。
3.多电平变换电路
（1）基本概念
串联虽然可以获得高电压规格的IGBT，但是各个串联 IGBT的技术参数与电路分布参数不可能完全相同，均压就成了问题；尤其是串联的个数比较多的时候，均压问题更不容忽视。
如果将思路转换一下，将高压主电源也相应地分成若干相等的部分，每个IGBT对应高压主电源的一部分，上述问题就可以迎刃而解了。这就是多电平变换。
将高压主电源分成若干相等的部分，目前基本上有两种方法：一是利用电等的部分（分量电源），我们且称为电容分压型，比较适用于高频变换（频率过低，分压电容的容量就会很大，体积也会很大）；另一种方法是将若干组电压相等的直流 电源（分电源）串 联起来构成高压直流主电源，我们且称为电源串联型，频率高、低皆适用，用电池组供电时尤其适用。
无论哪种方法，高压主电源被分成的分数且称为主电源的阶数，以n表示。电容分压型，多电平变换 电路的电平数量为n十 1，若用2个电容将主电源分成3分，就是3 电平变换；电源串 联型，每分电源为1 阶，电平数等于2n十 1，即两组分电源串联起来构成5 电平变换。不难看出，实际上电容分压型最少是3电平变换，电源串联型最少是5 电平变换。3 电平变换和5 电平变换也是目前实用化产品的主流。
电容分压型需要对分量电源进行均压，基本方法是对分量电源进行钳位。根据钳位元件的不同，电容分压型多电平变换又可以分成二极管钳位型和电容钳位两种。
综上所述，多电平变换器的基本类型可以用图5 表示。目前业界大都认为多电平变换有3种基本电路拓扑：二极管钳位型多电平变换器（ Diode-Clamped multilevel inverter）、电容钳位型电平变换器（Capacitor-Clampedmultilevel inverter）、串 联型多电平变换器（Cascade rnultilevel inverter）。
多电平变换技术在基于IGBT、VMOS、GTR的大功率电路中均有应用，而且在基于VMOS、GTR的大功率电路中应用得更早，更多的应用还有基于SCR、IGCT的大功率电路。
（2）基本电路拓扑
·二极管钳位型：又称为NPC（Neutral Point Clamped，中性钳位）型，采用二极管为钳位元件，单相电路拓扑如图6所示。
·电容钳位型：采用电容为钳位元件，单相电路拓扑如图7所示。可见，电容钳位型与二极管钳位型只是钳位元件不同，电路拓扑是相同的。
·电源串联型：主电源由多组相同的直流电源（分电源）组成，分电源之间彼此隔离，在供电关系上是串联关系。单相电路拓扑如图8所示。
3种基本电路拓扑的特点对比参见表2。
n：为电平数，3电平变换器需要（3—1）×（3—2）=2个钳位元件
NPC：Neutral Point Clamped，中性点钳位
钳位电容也称为Flying capacitor，flying的意思是快速开关。因此，Flyingcapacitor在一些公开资料中译为“飞跨电容”、“跨接电容”似乎欠妥，笔者推荐译为“开关电容”。
电源串联型可以视为全桥变换器的串联。
多电平变换器的交流输出波形属于高频包络型，每个电平就是输，函波形中的一个台阶，因此 3 电平变换器的交流输出实际上是方波。电平数越多，输出波形上的台阶就越多，交流波形就越平滑；但是，电平数越大，用到的功率开关、钳位元件、分压元件的数量就越多，控制 电路的逻辑就越复杂。针对上述多电平变换的基本电路拓扑，实际应用时进行不同的组合就可得到多种多样的形式，见于公开技术资料的有逐次级联型（ Generalized multilevel）、对称混合级联型（ Mixed-Ievel hybrid multilevel）、不对称混合级联型（Asymmetric hybridmultilevel）等。
无论是IGBT直接串联还是多电平变换电路，都是桥式电路。尤其是三相桥电路，不能满足功率方面的需要时才会采用。因此，在实践中多电平变换器三相桥的形式出现得比较多。图9是二极管钳位型的三相桥电路拓扑。
（3）多电平变换器驱动的基本方法
与IGBT直接串联相比，多电平变换器主要缺点是驱动控制电路更复杂，而且电平数越多，驱动控制 电路就越复杂。实际工作中，多电平变换电路驱动信号的产生与驱动控制大多采用单片机或者MCU（微处理器）。
电平变换器的驱动、控制 电路一般称为多电平调制器（ Multilevel modu-lator），大致如图10所示
