如何实现GSPS转换器宽带前端的设计

随着转换器技术的改进，即使在高速运行时也能准确地解决非常高的中频（IF）。这带来了两个挑战：转换器设计本身和将信号内容耦合到转换器的前端设计。即使转换器本身非常出色，前端也必须能够保持信号质量。当今许多应用中都存在高频，高速转换器设计，RADAR，无线基础设施和仪器推动了这些界限。这些应用需要使用分辨率为8到14位的高速GSPS转换器。如本文所定义，宽带使用的信号带宽大于+100 MHz且范围为+ 1-4 GHz频率。在本文中，将讨论定义宽带无源网络的内容，并突出显示在选择变压器或平衡 - 不平衡变压器以及当前使用的当前配置拓扑时重要的规范。最后，将展示考虑因素和优化技术，以便在GHz区域实现可行的宽带解决方案。

奠定基础

对于诸如RADAR，仪器仪表和通信观察等应用而言，GSPS转换器很自然会被吸引。这提供了更宽的频谱或奈奎斯特频带。然而，更宽的频谱对前端设计提出了更多挑战。仅仅因为您购买了具有+1 GHz奈奎斯特的转换器，您仍然需要在其周围包裹正确的组件并密切关注电路的结构，即 - 前端。当应用要求+1 GHz超奈奎斯特采样时，这些挑战会升级，其中必须在2 nd ，3 rd 或4 中捕获光谱信息。 奈奎斯特区。

关于带宽的快速说明

首先，应该讨论有关带宽的一些注意事项。请记住，转换器的全功率带宽与转换器“可用或采样”带宽不同。全功率带宽是转换器准确获取信号并使内部前端正确稳定所需的带宽。选择IF并在该区域的边缘使用转换器不是一个好主意，因为系统中的结果会有很大差异。根据转换器数据表中规定的额定分辨率和性能，全功率带宽比转换器本身的采样带宽大得多（可能是2倍）。样本带宽是设计的核心。所有设计都应避免使用额定全功率带宽的部分或全部最高频率部分;通过这样做，期望降低动态性能（SNR/SFDR）。要确定转换器的样本带宽，请参阅数据表或应用程序支持，因为有时没有给出。通常，数据表已指定或甚至列出经过生产测试的频率，以确保在转换器的采样带宽内提供的性能。但是，需要指定和定义有关行业中这些带宽术语的更好解释巴伦特性和不平衡

一旦知道应用带宽和转换器，就选择前端拓扑，放大器（有源）或变压器（无源）。两者之间的权衡很长，也取决于应用。有关此主题的更多信息，请参见参考文献3.从现在开始，本文的基础将集中在变压器/巴伦耦合前端设计上。此外，术语“平衡 - 不平衡变压器”将用于指变压器或平衡 - 不平衡变压器的环境中。尽管两者在构造和拓扑结构方面存在差异，但假设使用无源器件耦合并构建前端，将感兴趣的输入IF从单端信号转换为差分信号。巴伦斯具有许多与放大器不同的特性，在选择器件时应予以考虑。电压增益，阻抗比，带宽和插入损耗，幅度和相位不平衡以及回波损耗是一些考虑因素。其他要求可能包括额定功率，配置类型（如巴伦或变压器）和中心抽头选项。使用平衡 - 不平衡变压器进行设计并不总是直截了当的。例如，平衡 - 不平衡变换器特性随频率而变化，从而使期望变得复杂。一些平衡 - 不平衡变压器对接地，布局和中心抽头耦合很敏感。明智的做法是不要完全期望巴伦的数据表是选择它的唯一依据。当PCB寄生效应，外部匹配网络以及转换器的内部采样和保持电路（负载）也成为等式的一部分时，经验可以在这里发挥巨大的作用，因为平衡 - 不平衡变换器采用了新的形式。

选择a的重要特征以下将巴伦总结为指南：

信号增益理想地等于变压器的匝数比。虽然平衡 - 不平衡转换器内的电压增益本质上是无噪声的，但使用具有电压增益的平衡 - 不平衡转换器会增加信号噪声。带宽也可能存在重大折衷。应该简单地将平衡 - 不平衡转换器视为具有标称增益的宽带通带滤波器。因此，典型的趋势是巴伦信号增益越多，带宽越小。平衡 - 不平衡转换器的电压增益可以高度变化，在不需要时可以获得更明显的纹波和滚降。今天很难找到具有良好GHz性能的1：4阻抗比变压器。总之，用户要小心;使用1：4，1：8和1:16阻抗比巴伦来改善或优化最终信号链阶段内的噪声系数的想法应该在实验室中仔细考虑和验证。由于带宽选项变得有限以及性能不佳，因此在GHz区域设计时，性能要求不高于1：1或1：2阻抗比设计。平衡 - 不平衡转换器的插入损耗只是指定频率范围内的损耗，是任何巴伦数据表中最常见的测量规范。当在电路中实现时，这肯定会改变。通常，您可以预期数据表中指定的频率范围的一半。有些情况比这更糟糕，取决于巴伦的拓扑结构和对负载寄生效应（电容）的敏感度。这可能是关于平衡 - 不平衡转换器的最容易被误解的参数，因为它们在理想的阻抗情况下在没有负载寄生效应的情况下被优化，即它们用网络分析器表征。回波损耗是平衡 - 不平衡变压器的次级端接有效阻抗与初级端子的不匹配。例如，如果次级匝数与初级匝数之比的平方为4：1，则当次级以200欧姆终止时，可以预期50欧姆的阻抗将被反射到初级上。但是，这种关系并不准确;初级反射阻抗随频率变化，如下例所示。

首先，找出为设计指定的中心频率的回波损耗。在该示例中，使用110MHz。发现Zo不是理想变压器假设的50欧姆。它低于公式3中所示。

这个例子证明的是应在次级上存在251欧姆的差分终端，以反映初级负载上的50欧姆负载。否则，信号链中的前一级最终会驱动更重的负载（~40欧姆）。这导致前一阶段的更多收益。更多增益和误表示的负载条件会导致转换器“看到”更多失真，从而限制系统的动态范围。通常，随着阻抗比的增加，回波损耗的可变性也会增加。在设计带有平衡 - 不平衡转换器的“匹配”前端时，请记住这一点考虑平衡 - 不平衡变换器时，幅度和相位不平衡是最关键的性能特征。这些参数可以很好地衡量每个单端信号是如何偏离理想状态的;大小相等，相位相差180度。当设计需要高（+ 1000 MHz）IF频率时，这两个规范为设计人员提供了有关向转换器提供多少信号线性度的透视图。通常，它们越偏离，可以预期性能下降越严重。坚持那些在数据表中发布此信息的变压器或平衡 - 不平衡转换器作为开始。如果数据表中没有该信息，这可能是为什么这不是这种高频应用的好选择的原因。请记住，随着频率的增加，平衡 - 不平衡变换器的非线性也会增加，通常由相位不平衡主导，这转换为转换器所见的更差的偶数阶失真（主要是2 nd 谐波或H2）。即使3度的相位不平衡也会导致无杂散动态范围或SFDR的性能显着下降。不要快速责怪转换器，如果预期的数据表是虚假的，尤其是H2，请先查看前端设计。

有一些解决方案可以对抗2 nd 谐波在较高频率下使用平衡 - 不平衡变换器时的失真。尝试以级联方式使用多个变压器或平衡 - 不平衡转换器。两个，如图1所示，在某些情况下，可以使用三个平衡 - 不平衡转换器来帮助将单端信号在高频下充分转换为差分。缺点是空间，成本和插入损耗。另一个建议是尝试不同的baluns。那里有更好的单解法巴伦; Anaren，Hyperlabs，Marki Microwave，Minicircuits和Picosecond等等。这些专利设计采用特殊拓扑结构，允许在GHz区域扩展带宽，提供高水平的平衡，仅使用单个器件，在某些情况下，比目前常用的标准铁氧体覆盖区小。 》请记住，并非所有制造商都以相同的方式指定所有平衡 - 不平衡变压器，并且具有明显相似规格的平衡 - 不平衡转换器在相同情况下可能表现不同。为设计选择平衡 - 不平衡变换器的最佳方法是收集和理解所考虑的所有平衡 - 不平衡变换器的规格，并请求制造商数据表中未说明的任何关键数据项。或者，或者另外，使用网络分析仪或转换器前面的系统板测量它们的性能可能是有用的。

图1：双变压器拓扑结构。

最后一个注意，当使用单个或多个平衡 - 不平衡变换器拓扑时，布局在相位不平衡中也起着同样重要的作用。在更高频率下保持性能优化意味着保持布局尽可能对称。否则，使用平衡 - 不平衡转换器的前端设计中的微量不匹配可能被证明是无用的（动态范围限制）。

前端匹配

首先，“匹配”这个词应该是一个术语明智地使用。现在几乎不可能将每个频率的前端与100 MSPS转换器“匹配”，更不用说在+1000 MHz频段上。术语匹配应定位为意味着优化，在前端设计的情况下产生最佳结果。这将是一个包罗万象的术语，其中阻抗，AC性能，信号驱动强度，带宽和通带平坦度为特定应用产生最佳结果。

这意味着每个参数应具有每个应用程序的特定重要性权重。在某些情况下，带宽（BW）可能是最重要的规范，因此如果可以实现适当数量的BW，则允许其他参数受到一些影响。在此示例中（参见图2），显示了GSPS转换器的输入网络。网络中的每个电阻都像一个变量。但是，由于每个电阻值都会变化以产生基本相同的输入阻抗，因此性能参数将发生变化，如表1所示。

图2：通用前端网络。

性能规格案例1 - R1 =25Ω，R2 =33Ω，R3 =33Ω情况2 - R1 =25Ω，R2 =33Ω，R3 =10Ω情况3 - R1 =10Ω，R2 =68Ω，R3 =33Ω带宽（-3 dB）3169 MHz 3169 MHz 1996 MHz通带平坦度（2 GHz纹波）2.34 dB 2.01 dB 3.07 dB SNRFS在1000 MHz时58.3 dBFS 58.0 dBFS 58.2 dBFS SFDR在1000 MHz时74.5 dBc 74.0 dBc 77.5 dBc H2/H3在1000 MHz -74.5 dBc/-83.1 dBc -77.0 dBc/-74.0 dBc -77.5 dBc/-85.6 dBc输入阻抗在500 MHz 46欧姆45.5欧姆44.4欧姆输入驱动在500 MHz +15.0 dBm +12.6 dBm + 10.7 dBm

表1：测量的性能匹配与三个前端外壳设计的比较。基本上，阻抗匹配网络大致相同，但这三个示例之间的产生结果在设计所需的测量参数之间是不同的。前端网络。这里的匹配是所有参数的最佳结果，在这种情况下需要超过2.5 GHz的BW。这将选择范围缩小到案例1和案例2（参见图3）。

图3：带宽匹配。

在案例1和案例2之间进一步展望，可以很容易地看到案例由于两个原因，2更为理想。一，通带平坦度仅在2 GHz区域内具有2 dB的纹波;两个，输入驱动比情况1小3 dBm。这对信号链上的RF增益的约束较小，以便在平衡 - 不平衡转换器的初级上实现转换器的满量程。案例2似乎是此示例中最佳的“匹配”。

总结

GSPS转换器在提供更宽的带宽以覆盖多个感兴趣的频段或减轻前端RF条带上的混音阶段时，理论上提供了“易用性”。但是，实现+1 GHz范围内的带宽可能会给设计高性能转换器前端网络带来挑战。请记住指定平衡 - 不平衡转换器的重要性，其中相位不平衡将在转换器理解为最佳时变得重要，例如顺序线性。即使选择了平衡 - 不平衡转换器，也不要使用不良的布局技术来丢弃其性能，并对正确匹配网络保持警惕。请记住，为满足特定应用的“匹配”，需要满足许多参数。