高功率密度快充及PD适配器电源结构解析

这种变换器输出电压决定原边半桥的上管工作的导通时间，原边半桥的下管工作在COT固定导通时间，其导通时间由谐振频率所决定，非对称反激变换器电路结构如图1所示，若输出整流二极管换为功率MOSFET，则称为同步整流。非对称反激变换器工作的波形如图2所示。

相关元件符号和物理量的规定：

S1：原边半桥高端功率管，上管

S2：原边半桥低端功率管，下管

DR；次级整流二极管

Cr：原边串联谐振电容

Lm：变压器原边激磁电感

Lr：变压器原边漏感

SR；次级同步整流功率管

Np：变压器原边绕组匝数

Ns：变压器次级绕组匝数

n：变压器的匝比，n ＝ Np／ Ns

VSW：半桥连接的开关接点电压，也是S2的D、S两端电压

iLm：变压器原边激磁电感的电流

iLr：变压器原边漏感的电流

iDR：次级整流二极管的电流

（a）非对称反激变换器

（b）非对称同步整流反激变换器

图1：非对称反激变换器电路结构

图2：非对称反激变换器工作波形

工作原理分析

非对称反激变换器的一个开关周期可分为6个工作模式，分别分析如下。

1、模式1：T0－T1

开关状态：S1处于导通，S2处于截止，DR处于截止。

变压器Lm和Lr的电流从0开始增加，谐振电容Cr充电，没有能量传输到次级的输出负载。

T1时刻，S1关断。

图3：模式1的等效电路

2、模式2：T1－T2

开关状态：S1处于截止，S2处于截止，DR处于截止。

T1时刻，S1关断，（Coss1＋Coss2）和（Lr＋Lm）谐振，Coss1充电，Coss2放电，直到T2时刻，Coss1的电压充电到VIN，Coss2的电压放电到0。

图4：模式2的等效电路

Coss2的电压VSW放电到0后，其体内寄生二极管DS2导通，将其二端电压箝位到0。

3、模式3：T2－T3

开关状态：S2处于导通，S1处于截止，DR处于截止。

T2时刻，DS2导通箝位。在T2之后某一时刻开通S2，此时由于DS2导通，S2的VDS电压为0，因此S2是零电压开通ZVS。

（a）模式3的DS2导通

（b）模式3的S2 ZVS开通

图5：模式3的等效电路

这个阶段开始时，谐振电容的电压VCr会稍微增加，次级绕组Ns的正偏电压也会增加，但其电压仍低于输出电压Vo，因此次级整流二极管DR不会导通。

在T3时刻，次级绕组的电压VNs增加到输出电压Vo，因此次级整流二极管DR导通。

4、模式4：T3－T4

开关状态：S2处于导通，S1处于截止，DR处于导通

在T3时刻，DR导通，输出电压反射到原边绕组Np，其电压变为：

VNp ＝ －nVo

此时，Lm和Lr分开，形成各自的回路：

（1）Lm电感储存的能量通过次级绕组，向输出负载传输。

（2）Lr、Cr和电压源－nVo串联谐振，满足下面条件：

谐振电容Cr反射到次级输出端，次级电流波形为正弦波，其频率就是变压器的寄生电感和谐振电容Cr所决定，这部分能量也通过次级绕组，向输出负载传输。

因此，次级整流二极管的电流iDR为iLr和iLm的电流差值：

iDR ＝ （iLm–iLr）＊n

在这个阶段，Lr和Cr串联谐振，iLr过0后，反向继续谐振；然后，经过一段时间， iLm也过0，反向激磁继续增加。

（a）模式4的DR导通

（b）模式4的iLr过0后反向增加

（c）模式4的iLm过0后反向增加

图6：模式4的等效电路

在T4时刻，iLr和iLm的电流相等：

iLr＝iLm

次级绕组的电流减小到0，DR关断，ZCS关断，同时，在T4时刻，S2关断。

5、模式5：T4－T5

开关状态：S1处于截止，S2处于截止，SR处于截止。

T4时刻，同时关断SR和S2，（Coss1＋Coss2）和（Lr＋Lm）谐振，Coss1放电，Coss2充电，直到T5时刻，Coss2的电压充电到VIN，Coss1的电压放电到0。

图7：模式5 的等效电路

Coss1的电压放电到0后，S1的体内寄生二极管DS1导通，将其二端电压箝位到0。

6、模式6：T5－T6

开关状态：S1处于导通，S2处于截止，SR处于截止。

T5时刻，DS1开通，Lr和Lm的电流相等且同时反向激磁，增加到反向电流的最大值；然后在正向电压的作用下，从反向电流的最大值逐渐减小，在T6时刻其电流减小到0，然后继续正向增加，进入下一个同期。

在T5之后某一时刻开通S1，此时由于DS1导通，S1的VDS电压为0，因此S1是零电压开通ZVS。

（a）模式6的DS1导通

（b）模式6的S1 ZVS导通

（c）模式6的Lm正向激磁

图8：模式6的等效电路

图2：非对称反激变换器波形