关于DP-QPSK调制器的八倍频微波光子信号生成技术的分析和介绍

提出一种利用双偏振正交相移键控调制器的八倍频微波光子信号生成方案，并进行了实验验证。通过适当设置两个驱动信号间的相位差、调制器的工作点以及调制器输出信号的偏振态，生成仅有 ±4 阶边带的光信号。经实验验证，利用 3 GHz 本振信号作为驱动信号可以生成具有低相噪、频谱纯净的24 GHz 微波信号。由于不使用电滤波器和光滤波器，本方案还具有良好的频率可调谐性。

Abstract:photonic microwave signal generation scheme with frequency octupling is proposed and experimentally demon-strated using a dual-polarization quadrature phase shift keying modulator. By properly setting the phase difference between the two drive signals, the working points of the modulator, and the polarization state of the light wave after the modulator, an optical signal with only±4th order sidebands is generated. Apure24-GHz microwave signal with low-phase noise is experimentally obtained using a 3-GHz local oscillator signal. The proposed photonic frequency octuplingsy stem also exhibits good frequency tunability as no electrical or optical filter is used.

Key words: DP-QPSK modulator, frequency octupling, microwave generation, microwave photonics, phasenoise

1. 简介

微波光子信号生成技术与传统的电子频率合成器相比具有超高带宽和抗电磁干扰的优点，现已引起极大关注。目前，已经提出了许多微波光子信号生成方法，包括光注入锁定 (OIL)、光锁相环 (OPLL)、光电振荡器 (OEO)、双波长激光源和外调制技术[1]。在这些方法中，基于外调制的多倍频微波本振信号生成技术具有相位噪声低、频率灵活可调并且易于实现的优势，在高频微波毫米波信号的生成技术方面存在很大的潜力。

1992年首次发表了基于Mach-Zehnder调制器 (MZM) 的微波光子二倍频方案[2]。在接下来的二十年间，陆续有许多采用四倍频[3] - [8]和六倍频[6]，[9] - [11]的微波光子信号生成方案。采用较高倍频因子，例如 八倍频的微波光子信号生成方案可进一步降低对驱动信号频率的要求。

2015年6月3日收到手稿；2015年7月1日修改；2015年7月 15日受理。2015年7月22日发布；当前版本日期：2015年 9月23日。这项工作部分得到空间创新基金TT&C通信支持，部分得到Grant B08038项下中国111项目支持，部分得到 Grant 9140C530202140C53011项下中国国家重点实验室基金支持，部分得到Grant 61306061项下中国国家自然科学基金支持。

Y. Gao, A. Wen, W. Liu和S. Xiang参与西安电子科技大学综合服务网络国家重点实验室工作，中国 西安710071 (e-mail: [e-mail]; [e-mail]; [e-mail]; [e-mail])。

W. Jiang和D. Liang 参与中国空间技术研究院所属空间微波科学技术国家重点实验室工作，中国西安710100 (e-mail:[e-mail]; [e-mail])。

这篇文章中一个或多个配图的颜色版本可经下述网址在线获得：http://ieeexplore.ieee.org。

数字对象标识符 10.1109/LPT.2015.2459915

在[6]中，提出了一种基于两个级联MZM的八倍频微波光子信号生成系统，其中两个MZM的调制指数 (MI) 应精确控制在1.699以抑制光载波。在[12]和[13]中提出了两个使用4 个相位调制器或双并联MZM (DPMZM) 的光学生成八倍频方案，其中通过将4个相位调制器的MI精确设置在2.405或 5.52，将光载波抑制掉，这两个方案对MI的严格要求很难实现。

[14]和[15]还提出了基于两个级联MZM或DPMZM的光学生成八倍频方案。无需控制MI，这两种方案利用高反射率光纤布拉格光栅 (FBG) 抑制光载波。然而，频率可调谐性受到FBG 的固有带宽限制。FBG的不稳定性也是一个问题。

在[16]中，提出并通过仿真实现了由4个MZM（8个相位调制器）并联组成的光学生成八倍频系统。有相等功率和特定相位差的4路射频信号用来分别驱动这4个MZM。此方案结构很复杂，并且各MI太高在实验中难以实现。 在实际应用中，非集成的4个并联MZM不能用于生成八倍频信号，因为它不能保证来自不同MZM的4路光信号的相干性。

在这篇文章中，提出了基于集成双偏振正交相移键控 (DP-QPSK) 调制器的光学生成八倍频系统。与[16]中的方案不同，在此方案中仅需两路驱动信号，这将降低实现难度。通过实验证明它是可行的，并且使用3 GHz本振 (LO) 信号生成了具有12.6 dB电杂散抑制比 (ESSR) 的24 GHz微波信号。由于没有使用电或光滤波器，此方案展现出良好的频率可调谐性。实验结果还证明所生成的微波信号具有良好的相位噪声性能，因为没有从光学系统引入附加相位噪声。

2. 原理

提出的八倍频微波光子信号生成方案的示意图如图1所示。激光二极管 (LD)输出的线性偏振光注入到DP-QPSK调制器中。

图1：提出的八倍频微波信号生成倍频系统示意图。LD：激光二极管； XI、XQ、YI和YQ：4 个子调制器；XM和YM：2 个主调制器；PBC：偏振合束器；PC：偏振控制器；PD：光电二极管；LO：本振信号。(a-f)：此系统中不同位置处的光谱。

集成的调制器被制备在LiNbO3衬底上，并且由两个QPSK调制器和偏振合束器 (PBC) 组成。在此调制器中，输入光载波被Y型分路器分为两路，分别输入到两个平行的QPSK调制器（X-QPSK和Y-QPSK），两个子MZM（X1和XQ）被嵌入到主调制器 (XM) 的每个臂中。类似，在Y-QPSK调制器中，两个子MZM（YI和YQ）被嵌入在主调制器 (YM) 的每个臂中。从X-QPSK调制器和Y-QPSK调制器输出的两个光信号由 PBC形成偏振复用光。在调节偏振控制器 (PC) 后，光信号注入起偏器。

从LD输出的光载波表示为Ein (t) = E0 exp ( jωct )，其中E0和ωc分别是光载波的振幅和角频率。注入到两个QPSK调制器的光信号可以表示为Ein (t)/ √2 。

角频率为Ω的LO信号功分成两路，并且两条路径之间的π/2 相位差由电移相器引入。 接着，两路LO信号分别用于驱动 X-QPSK调制器中的XI和XQ。XI、XQ和主调制器XM都工作在最大传输点。假设此调制器有无限消光比 (ER) 并且没有插入损耗，则在子调制器XI输出端的光信号可表示为

式中 m 是 MI，Jn(·) 表示第一类 n 阶贝塞尔函数。当 XI 工作在最大传输点时，奇数阶光边带被抑制。

考虑到MI有限，忽略±6阶和更高阶边带，因此获得含光载波、±2阶和±4阶边带的的光谱，如图1所示。同理，子调制器XQ输出的光信号可表示为

相应的光谱如图1(b)所示。可以看到，来自XI和XQ的±2阶边带输出有 相位差，这是由两路驱动信号的π/2相位差引起的。因为主调制器XM也偏置在最大传输点，±2阶边带相互抵消。从 X-QPSK调制器输出的光信号可写为

仅剩下光载波和±4阶边带，光谱如图1(c)所示。

Y-QPSK调制器输出的光载波未被调制。从Y-QPSK调制器输出的光载波如图1(d)所示，可表示为

式中μ ∈ (0,1]由Y-QPSK调制器中的两个子调制器和主调制器的工作点决定。从X-QPSK和Y-QPSK调制器输出的两个光信号在PBC处经过偏振复用，则DP-QPSK调制器输出的此偏振复用信号如图1(e) 所示。通过调节PC，使起偏器的主轴与 PBC的其中一个主轴成α角，并且在两个正交偏振光信号间引入相位差ϕ。所以，起偏器输出的光信号为

在PD将两个边带拍频后，生成角频率为8Ω的微波信号。±4次光边带的相位是高度相干的，因为它们源自相同的激光器和LO信号，因此生成的 八 倍频信号有较低的相位噪声。值得注意的是最终得到的光边带幅度与cosα成正比例，当μ=1时，功率最大化。因此建议将Y-QPSK调制器的两个子调制器和主调制器都设置在最大传输点以实现 μ=1。

3. 实验结果及讨论

所提议八倍频微波光子信号生成方案的实验系统按照图1设置。从分布式反馈 (DFB) 激光器输出波长约为552 nm、相对强度噪声 (RIN) 低于-145 dB/Hz的线性偏振光，并将其注入到DP-QPSK调制器 (Fujitsu FTM7977)。DFB激光器和调制器的尾纤都是保偏光纤 (PMF)。调制器的半波电压为 3.5V，ER在20 dB以上。此调制器输出的光信号由PC控制，接着发送到起偏器。通过掺铒光纤放大器 (EDFA) 功率放大后，光信号被PD (U2TMPDV1120RA) 进行光电探测。PD 的3 dB带宽为35 GHz，响应度为0.6A/W。最后，用信号源分析仪 (罗德与施瓦茨FSUP26) 分析检测到的电信号。

来自信号发生器（罗德与施瓦茨SMBV100A）的3 GHz正弦信号被功率放大并分为两路。将移相器放置在两条路径中的一条中。接着，功率约为22dBm的两路信号分别驱动X-QPSK调制器的两个子调制器 (XI和XQ)。Y-QPSK调制器的射频电极和直流电极都保持开路。在这种情况下，测量结果表明，Y-QPSK的两个子调制器和主调制器都接近最大传输点。

首先，将X-QPSK调制器的3个偏置都设置在最大传输点， DP-QPSK调制器输出的光信号的奇数阶边带被抑制。接着，调节移相器在两路驱动信号间引入π/2相位差，以便抑制±2阶边带。最后，调谐PC以抑制偏振复用后的光载波信号。

在起偏器后得到的光信号光谱如图2(a)所示，主要是±4阶边带。图2(b)显示在PD进行光电探测后得到的电信号频谱。可观察到功率为-19 dBm的24 GHz信号，比其他谐波至少高 12.6 dB。

有几个会降低ESSR的问题，包括驱动信号中的谐波，双路驱动信号的功率不平衡和相位误差，调制器的偏置漂移和 ER。在此实验中,驱动信号频谱非常纯净 (谐波抑制超过60 dB)，因此谐波对ESSR的影响可以忽略不计。双路驱动信号的功率不平衡和相位误差与±2阶光边带的抑制有关。

图2：(a)起偏器输出光信号频谱

(b) PD输出电信号频谱

图3：仿真中ESSR随ER的变化关系

通过正确选择射频连接线和精细调节移相器可避免此问题。如果需要，可以使用可调谐电子衰减器。但从图2(a) 看到的，±2阶边带被很好抑制。

偏置漂移会降低系统的长期稳定性。在实践中，适合DP-QPSK调制器的商用调制器偏置控制器可解决这个问题。

在短期实验中，图2(a)中±1阶和±3阶边带残余主要是由于调制器的有限ER造成的。采用VPItransmissionMaker软件模拟以研究ER如何影响ESSR。作为ER函数的模拟ESSR曲线绘制在图3中。可以看到，调制器的ER对所生成信号的纯度有显著影响。例如，要实现ESSR>30 dB，ER必须至少为 35 dB。

对所提出八倍频微波光子信号生成系统的相位噪声性能进行了评估。与驱动信号的相位噪声相比，八倍频信号的相位噪声将至少恶化20 log (M) M=8≈18.1 dB，其中M表示倍频因子[6]。此外，光学系统噪声还会作为附加相位噪声引入。在此实验中对驱动信号和生成的 八倍频信号的相位噪声都进行了测量，测量结果如图4所示。与驱动信号的相位噪声相比，8倍频信号的相位噪声在10 Hz至100 KHz的频率偏移处恶化约18 dB。此结果表明，来自光学生成八倍频系统的残余相位噪声可以忽略。

为了证明所提方案的频率可调谐性，在实验中驱动信号的频率依次被重置为3.5、4、4.5、5、5.5、6、6.5和7 GHz。

图4：驱动信号和所生成八倍频信号的相位噪声

图5：当驱动信号频率为 (a) 3.5 GHz、(b) 4 GHz、(c) 4.5 GHz、(d) 5 GHz、(e) 5.5 GHz、(f) 6 GHz、(g) 6.5和(h) 7 GHz时，测量得到的光谱

由于 PD 和信号源分析仪的带宽限制，仅测试了这些光谱。测试结果显示在图 5(a-h) 中，从中可观察到两个光边带频率间隔分别为 28、32、36、40、44、48、52 和 56GHz 。这表明由于没有使用光或电滤波器，所提出方案具有良好的频率可调性。此方案的不足是使用了电移相器。

当改变驱动信号频率时，应相应调整移相器。

4. 结论

提出了基于DP-QPSK调制器的八倍频微波光子信号生成系统并进行了实验验证。使用3 GHz LO信号生成ESSR为12.6 dB的纯净的24 GHz信号。相位噪声测量显示，来自此光学系统的附加相位噪声没有被引入到所生成的八倍频信号中。此外，由于没有使用滤波器此方案展示出良好的频率可调谐性。