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简述降低开关电源开关损耗的原理

2021年03月13日 10:59 次阅读

“基于电感开关电源(SM-PS)包含一个功率开关,用于控制输入电源流经电感的电流。大多数开关电源设计选择MOSFET作开关(图1a中Q1),其主要优点是MOSFET在导通状态具有相对较低的功耗。”

基于电感的开关电源(SM-PS)包含一个功率开关,用于控制输入电源流经电感的电流。大多数开关电源设计选择MOSFET作开关(图1a中Q1),其主要优点是MOSFET在导通状态具有相对较低的功耗。

MOSFET完全打开时的导通电阻(RDS(ON))是一个关键指标,因为MOSFET的功耗随导通电阻变化很大。开关完全打开时,MOSFET的功耗为ID2与RDS(ON)的乘积。如果RDS(ON)为0.02W,ID为1A,则MOSFET功耗为0.02*12=0.02W。功率MOSFET的另一功耗源是栅极电容的充放电。这种损耗在高开关频率下非常明显,而在稳态(MOSFET连续导通)情况下,MOSFET栅极阻抗极高,典型的栅极电流在纳安级,因此,这时栅极电容引起的功耗则微不足道。转换效率是SMPS的重要指标,须选择尽可能低的RDS(ON)。MOSFET制造商也在坚持不懈地开发低导通电阻的MOSFET,以满足这一需求。

随着蜂窝电话、PDA及其他电子设备的体积要求越来越小,对电子器件,包括电感、电容、MOSFET等的尺寸要求也更加苛刻。减小SMPS体积的通用方法是提高它的开关频率,开关频率高容许使用更小的电感、电容,使外部元件尺寸最小。

不幸的是,提高SMPS的开关频率会降低转换效率,即使MOSFET的导通电阻非常小。工作在高开关频率时,MOSFET的动态特性,如栅极充放电和开关时间变得更重要。可以看到在较高的开关频率时,高导通电阻的MOSFET反而可以提高SMPS的效率。为了理解这个现象就不能只看MOSFET的导通电阻。下面讨论了N沟道增强型MOSFET的情况,其它类型的MOSFET具有相同结果。

当沟道完全打开,沟道电阻(RDS(ON))降到最低;如果降低栅极电压,沟道电阻则升高,直到几乎没有电流通过漏极、源极,这时MOSFET处于断开状态。可以预见,沟道的体积愈大,导通电阻愈小。同时,较大的沟道也需要较大的控制栅极。由于栅极类似于电容,较大的栅极其电容也较大,这就需要更多的电荷来开关MOSFET。同时,较大的沟道也需要更多的时间使MOSFET打开或关闭。工作在高开关频率时,这些特性对转换效率的下降有重要影响。在低开关频率或低功率下,对SMPSMOSFET的功率损耗起决定作用的是RDS(ON),其它非理想参数的影响通常很小,可忽略不计。而在高开关频率下,这些动态特性将受到更多关注,因为这种情况下它们是影响开关损耗的主要原因。

MOSFET栅极类似于电容极板,对栅极提供一个正电压可以提高沟道的场强,产生低导通电阻路径,提高沟道中的带电粒子的流通。

对SMPS的栅极电容充电将消耗一定的功率,断开MOSFET时,这些能量通常被消耗到地上。这样,除了消耗在MOSFET导通电阻的功率外,SMPS的每一开关周期都消耗功率。显然,在给定时间内栅极电容充放电的次数随开关频率而升高,功耗也随之增大。开关频率非常高时,开关损耗会超过MOSFET导通电阻的损耗。

随着开关频率的升高,MOSFET的另一显著功耗与MOSFET打开、关闭的过渡时间有关。图3显示MOSFET导通、断开时的漏源电压、漏极电流和MOSFET损耗。在功率损耗曲线下方,开关转换期间的功耗比MOSFET导通时的损耗大。由此可见,功率损耗主要发生在开关状态转换时,而不是MOSFET开通时。

MOSFET的导通和关断需要一定的过渡时间,以对沟道充电,产生电流或对沟道放电,关断电流。MOSFET参数表中,这些参数称为导通上升时间和关断下降时间。对指定系列中,低导通电阻MOSFET对应的开启、关断时间相对要长。当MOSFET开启、关闭时,沟道同时加有漏极到源极的电压和导通电流,其乘积等于功率损耗。三个基本功率是:

P=I*E

P=I2*R

P=E2/R

对上述公式积分得到功耗,可以对不同的开关频率下的功率损耗进行评估。

MOSFET的开启和关闭的时间是常数,当占空比不变而开关频率升高时(图5),状态转换的时间相应增加,导致总功耗增加。例如,考虑一个SMPS工作在50%占空比500kHz,如果开启时间和关闭时间各为0.1祍,那么导通时间和断开时间各为0.4祍。如果开关频率提高到1MHz,开启时间和关闭时间仍为0.1祍,导通时间和断开时间则为0.15祍。这样,用于状态转换的时间比实际导通、断开的时间还要长。

可以用一阶近似更好地估计MOSFET的功耗,MOSFET栅极的充放电功耗的一阶近似公式是:

EGATE=QGATE×VGS,

QGATE是栅极电荷,VGS是栅源电压。

在升压变换器中,从开启到关闭、从关闭到开启过程中产生的功耗可以近似为:

ET=(abs[VOUT-VIN]×ISW×t)/2

其中ISW是通过MOSFET的平均电流(典型值为0.5IPK),t是MOSFET参数表给出的开启、关闭时间。

MOSFET完全导通时的功耗(传导损耗)可近似为:

ECON=(ISW)2×RON×tON,

其中RON是参数表中给出的导通电阻,tON是完全导通时间(tON=1/2f,假设最坏情况50%占空比)。考虑一个典型的A厂商的MOSFET:

RDSON=69mW

QGATE=3.25nC

tRising=9ns

tFalling=12ns

一个升压变换器参数如下:

VIN=5V

VOUT=12V

ISW=0.5A

VGS=4.5V

100kHz开关频率下每周期的功率损耗如下:

EGATE=3.25nC×4.5V=14.6nJ

ET(rising)=((12V-5V)×0.5A×9ns)/2=17.75nJ

ET(falling)=((12V-5V)×0.5A×12ns)/2=21nJ

ECON=(0.5)2×69mW×1/(2×100kHz)=86.25nJ.

从结果可以看到,100kHz时导通电阻的损耗占主要部分,但在1MHz时结果完全不同。栅极和开启关闭的转换损耗保持不变,每周期的传导损耗以十分之一的倍率下降到8.625nJ,从每周期的主要功耗转为最小项。每周期损耗在62nJ,频率升高10倍,总MOSFET功率损耗增加了4.4倍。

另外一款MOSFET:

RDSON=300mW

QGATE=0.76nC

TRising=7ns

TFalling=2.5ns.

SMPS的工作参数如下:

EGATE=0.76nC×4.5V=3.4nJ

ET(rising)=((12V-5V)×0.5A×7ns)/2=12.25nJ

ET(falling)=((12V-5V)×0.5A×2.5ns)/2=4.3nJ

ECON=(0.5)2×300mW×1/(2×1MHz)=37.5nJ.

导通电阻的损耗仍然占主要地位,但是每周的总功耗仅57.45nJ。这就是说,高RDSON(超过4倍)的MOSFET使总功耗减少了7%以上。如上所述,可以通过选择导通电阻及其它MOSFET参数来提高SMPS的效率。

到目前为止,对低导通电阻MOSFET的需求并没有改变。大功率的SMPS倾向于使用低开关频率,所以MOSFET的低导通电阻对提高效率非常关键。但对便携设备,需要使用小体积的SMPS,此时的SMPS工作在较高的开关频率,可以用更小的电感和电容。延长电池寿命必须提高SMPS效率,在高开关频率下,低导通电阻MOSFET未必是最佳选择,需要在导通电阻、栅极电荷、栅极上升/下降时间等参数上进行折中考虑。

编辑:jq

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