利用混合信号器件获得模拟电压参考值的方法

　　工程师设计电子产品时面临的主要挑战之一就是在不影响特性集的前提下减小系统尺寸。系统设计每一步骤都要考虑减小尺寸问题，从晶体管大小直到最终产品的尺寸，无不如此。不过，每一阶段的小型化并非总能保持相同的特性集。有时，我们要把较少用到的属性去除掉，从而节约芯片面积。如果特定的应用需要这些特性，那么工程师就不得不使用尺寸更大或者价格更高的芯片，这样才能保留有关特性。不过，工程师通常可采用创新性的设计理念，让低成本芯片发挥超出其基本功能之上的功能，从而实现所需的特性集要求。

　　许多使用混合信号器件的应用(也称作SoC器件)，可将模拟信号转换为数字信号，并在数字域或固件中执行操作。目前，市场上有多种面向需要有限模拟功能应用的SoC产品，比如只需要比较器和模数转换器(ADC)的应用。考虑到最终结果在数字领域完成，因此通常不需要模拟输出引脚。由于模拟输出引脚需要模拟总线和模拟缓冲器来提供外部驱动功能，因此在不使用模拟输出引脚的情况下，可以节约大量芯片面积。

　　就某些应用而言，即便所有信号处理都在数字领域进行，它们也仍然需要模拟参考电压。例如，我们不妨设想这样一个系统，其ADC范围为0 ~ 5 V，输入信号值为±20 mV。输入信号不能直接用ADC测量，而是要用外部参考电压向输入信号添加DC偏置，将其转化到ADC的范围之内才行。测量结束后，偏置会由固件加以补偿。由于模拟功能有限且不带模拟输出引脚，因此生成输出模拟电压参考是一个很大的挑战。本文将介绍如何在不使用模拟输出引脚的小型化芯片中只用一些外部无源组件来支持模拟电压参考。

　　基本方法

　　图1：使用电阻分压器电路的参考电压。

　　每个系统都有可直接作为参考电压或间接获得其他电压参考的供电电压。如图1a所示，电阻分压器法是从供电电压获得电压参考的基本方法。这种基本的电路不带控制回路，其缺点在于参考电压会直接与供电电压的变动相关联。

　　要想进行稳压或获得不同的电压，我们可如图1b所示向本电路添加控制回路。这样，我们可以测量参考电压并调节电阻，保持所需的参考值。电阻的一端连接到Vref节点，另一端则通过引脚加以控制。引脚可以接地，也可以为高Z。如果引脚接地，那么在有效电阻计算中要加入相应的电阻。如果引脚为高Z，则如同电阻未连接。

　　参考电压根据并联有效电阻 (Reff) 计算获得，计算方程式如下所示：

　　如果应用不需要参考电压，则所有引脚都可为高 Z，从而节省功率。我们可通过增加控制电阻的数量来提高控制分辨率，这进而也会增加引脚数量，形成电阻链控制。电阻链控制的概念可用来调节参考电压，同时也能用来在不同时刻获得不同的参考电压。就稳压而言，这种类型的控制只有在变化比控制延迟更慢时才能生效。

　　传统的PWM-DAC方法

　　脉冲宽度调制—数模转换器(PWM-DAC)是通过数字引脚获得可编程参考电压的最常见方法。PWM的输出为数字信号，通过低通滤波，可获得如图2所示的平均DC值。低通滤波器截止频率的选择应确保其大大小于PWM的频率输出，以便尽可能接近DC值。

　　在上述方法中，参考电压由PWM的供电电压(Vdd)和负载周期(D)决定，计算方程式如下所示。如果供电电压为5V，负载周期为50%，那么参考电压就是2.5V。

　　脉冲宽度变动会改变Vref，不过由于PWM-DAC方法是一种开环系统，只有在供电电压精度很高的时候才有优势。如果供电电压不准确，则输出参考电压也会不准确。获得准确的供电电压成本较高，因此对低成本系统来说是不适用的。为了补偿供电电压的变动，我们可用ADC和固件控制形成如图2B所示的闭环系统。我们用ADC来检测参考电压值，并在固件中调节PWM的负载周期，从而获得所需的参考值。这种反馈回路可减小对供电电压的依赖，但会增大延迟，而且会占用更多系统资源。

　　自调整电压参考

　　我们可以假定，尽管模拟组件数量有限，但SoC仍有内部参考电压，自调整电路正由此产生。这在具有ADC的系统通常如此。这种方法是一种通过外部数字引脚获得模拟电压的技术。PWM-DAC方法建立在脉冲宽度调制的基础之上，而这种方法则建立在脉冲密度调制(PDM)原理之上，其中数字信号的密度是信号为高时的百分比。具体而言，信号密度是指由“1”和“0”所构成的数字信号流中“1”所占的百分比。需要注意的是，具体的波形并不重要，只有信号为高的百分比才重要。在提供的参考材料中给出了关于密度信号处理的更多信息。

　　如图3所示，电路使用SoC中的同步比较器和外部低通滤波器。低通滤波器的输出为反馈，通过模拟输入引脚传递到比较器的负输入。使用该反馈的比较器遵循与运算放大器相同的原理，也采用电压跟随器模式。电压跟随器输出将根据需要而改变，以保持其两个输入相同。如果正输入上的值高于负输入上的值，那么输出就较高。高输出将导致低通滤波器的输出漂移较高，最终使得进入比较器的负输入高于正输入。如果负输入较高，而输出保持较低，则会让负输入下降。这样，信号为高时的百分比(也就是信号密度)会发生变化，从而保持两个输入值相同。最终这会形成一个稳定状态，实现输出的自我调制，低通滤波器输出上的密度结果为Vref = Vbg。由于比较器采用时钟计时，因此输出是一个明确定义的数字信号，经过低通滤波后可获得DC参考电压。

　　图3：自调整电压参考电路。

　　添加衰减器后可获得除内部参考电压(Vbg)之外的电压。如果衰减器添加到输出上，则能获得小于Vbg的参考。如果衰减器添加到反馈中，就能获得大于Vbg的参考。该衰减既可在模拟域，也可在密度域。

　　密度衰减

　　由于自调整电路的理念建立在PDM基础之上，因此我们可向密度调制添加更多电路，以获得主电路的不同体现。例如，如图4A所示，我们可在比较器输出和反馈信号之间添加密度调制器(本例中为PWM)。

　　图4：自调整电路的实例。

　　放大器：如果PWM输出的负载周期为50%，那么AND门输出的有效密度就是此前的一半，这会让负输入值为低的时间翻一番，从而让比较器输出密度翻番。此外，比较器输出的密度会根据PWM的负载周期发生变化。该数字密度信号经过低通过滤可获得DC值，该值取决于内部带隙参考电压和PWM负载周期，其计算方程式如下所示：

　　这样，我们就能获得改变PWM负载周期的可编程电压参考，而且避免了PWM-DAC方法的缺点。由于Dout2不能小于零，因此Vref2不能小于Vbg。

　　衰减器：如图4B所示，我们可对同样的组件进行重组，从而获得小于参考电压的电压(即经过密度调制的衰减器)。通过这种方法，我们可由以下方程式获得输出：

　　模拟衰减

　　我们可用类似于电阻分压器电路的电阻模拟衰减器来获得模拟路径上的衰减，从而得到参考电压以外的电压。

　　放大器：通过如图4C所示添加模拟衰减器，自调整电路可用来获得高于内部参考电压的电压(放大器)。参考电压值的计算方程式如下所示：

　　衰减器：通过如图4D所示添加外部电阻，自调整电路还可用来获得低于内部参考电压的电压(衰减器)。参考电压值的计算方程式如下所示：

　　缓冲器

　　在外部获得两个输入的情况下，自调整配置中的比较器可用作缓冲器。缓冲器的准确度与参考电压的准确度一样。缓冲模式的方框图与图3所示相同，只不过内部参考电压Vbg被外部输入电压所替换而已。

　　精确度和依赖性

　　用来从数字信号获得DC值的低通滤波器决定着输出信号的稳定时间和准确度。如果采用PWM-DAC方法，那么低通滤波器的极点必须根据PWM的频率进行选择;如果采用自调整方法，则必须根据比较器的时钟频率来选择。如果低通滤波器的极点过高，Vout就不能达到稳定状态值。以Fclk作为内部时钟频率，低通滤波器的具体要求可通过如下方程式计算获得：

　　电阻链和PWM方法直接与供电电压相关联，而自调整参考电压的变动则取决于带隙电压和比较器偏置的变动。

　　我们用赛普拉斯可编程片上系统(PSoC)构建了自调整电路的实施方案，并以此来收集性能数据。内部参考带隙电压和Vdd上外部获得的参考电压变动情况如图5所示。该图由通过收集采用最小型PSoC芯片CY8C21123所实施电路的数据绘制而成，该电路的平均比较器偏置电压为8mV。从图中可以看出，外部电压参考对供电电压的依赖取决于带隙参考电压变动和供电电压的比较器参数(偏置)。

　　图5：参考电压随供电电压和温度而产生的变化。

　　前两种方法对温度的依赖可以忽略。自调整电压参考电路取决于带隙电压和温度偏置差异。参考电压随温度的变动情况如图5所示。温度变动几乎完全随Vbg变动。与温度的变动相比，比较器的偏置等非理想参数与供电变化有较大不同。这会导致输出参考电压与内部参考电压差异更大，具体差异为Vdd。

　　因为输出的有效电阻不为零，所以上述所有方法的负载驱动功能均小于缓冲电压输出。在三种方法的驱动功能中，第一种方法最低。连接到该节点的电阻必须大大高于有效电阻 (Reff)。PWM-DAC的负载驱动功能与任何低通滤波器相同。

　　我们可通过理想的比较器来获得自调整电路的负载驱动功能。反馈电阻器(低通滤波器电阻)(Rlp) 决定着电路的驱动功能。由于输出会发生变动，以保持比较器的两个输入值相同，因此负载电阻会有以下限制，计算方程式如下：

　　本文介绍了模拟功能有限的芯片如何获得模拟电压参考值的方法。我们可在已将模拟功能用于其他目的的系统中采用上述方法，此外还能将不同的电路结合起来使用，从而获得不同的电压参考，进而提高灵活性和可编程性。